Преимущества нового поколения SiC MOSFET в системах высокой мощности

Введение

Преобразователи мощности, разработанные с применением SiC-приборов, отличаются большей плотностью мощности благодаря более высокому блокирующему напряжению, низкому сопротивлению в открытом состоянии и лучшей теплопроводностью по сравнению с кремниевыми (Si) аналогами. Из доступных SiC-устройств, с учетом сравнения SiC JFET и SiC, N-канальные SiC MOSFET имеют наилучшие параметры совместимости для замены обычных кремниевых MOSFET или IGBT благодаря простой структуре, стандартной конструкции и низким потерям на управление.

В марте 2013 г. компания Cree выпустила для коммерческого применения следующее поколение SiC MOSFET C2M0080120D. Эти транзисторы отличаются улучшенными характеристиками по сравнению с первым поколением SiC MOSFET.

Сегодня инверторы для PV- и EV-систем являются теми устройствами, где характеристики SiC-приборов особо привлекательны, поскольку их большая плотность мощности и высокая рабочая частота позволяют снизить стоимость и массо-габаритные параметры изделия, а также уменьшить требования к системе охлаждения. Однако пока что нет четкого понимания того, насколько можно повысить производительность DC/DC-преобразователя с жесткой коммутацией за счет применением SiC MOSFET в сравнении с более сложным DC/DC-конвертером с «мягким» режимом переключения и насколько можно уменьшить стоимость компонентов (BOM) системы, имеющей высокую частоту коммутации и большую плотность мощности.

В данной статье рассматривается разработанный на основе 100% SiC-ключей DC/DC-конвертер мощностью 10 кВт, работающий в режиме жесткого переключения с чередованием фаз (интерливингом) на частоте до 100 кГц, обеспечивающий максимальный КПД 99,3% и снижение общей стоимости комплектующих. Приводится сравнение динамических характеристик, производительности и тепловых параметров SiC MOSFET и быстрого Si H3 IGBT. Экспериментальные результаты показывают, что применение 100% Cree SiC MOSFET с SiC-диодами Шоттки позволяет увеличить частоту системы при одновременном повышении эффективности и снижении общей стоимости.

Конструкция повышающего конвертера на базе SiC-приборов

Для разработки повышающего преобразователя с интерливингом и рабочей частотой 100 кГц необходимо дополнительно изучить свойства SiC MOSFET и повышающего индуктора. На рис. 1 представлена схема повышающего конвертера на основе SiC-компонентов. В этой конфигурации каждый канал устройства включает в себя один SiC MOSFET 1200 В/20 A с сопротивлением канала 80 мОм (C2M0080120D) и один 1200 В/10 A SiC-диод Шоттки (C4D10120D), чтобы обеспечить мощность 10 кВт в режиме повышения. Благодаря использованию силовых SiC-приборов преобразователь может работать на высоких частотах для достижения большой плотности мощности. Данный SiC-конвертер не содержит дополнительную цепь с мягкой коммутацией, такую как ZVS, чтобы получить высокую эффективность. Показанная топология с чередованием фаз, построенная на небольшом количестве компонентов, знаменует очевидный прорыв в силовой электронной технике.

Рис. 1. Повышающий 10-кВт конвертер с интерливингом на основе 100% SiC-компонентов

Параметры SiC MOSFET нового поколения

В таблице 1 сравниваются основные параметры транзистора второго поколения SiC MOSFET C2M0080120D и первого поколения SiC MOSFET CMF20120D. Сравнение показывает, что новый ключ C2M0080120D имеет низкую емкость и меньшие потери переключения. Между тем его сопротивление в открытом состоянии отличается большим положительным температурным коэффициентом, что позволяет новым компонентам SiC MOSFET иметь лучшие тепловые характеристики при параллельном соединении. С любой точки зрения, новый SiC MOSFET обеспечивает высокочастотной системе более высокую плотность мощности и эффективность.

Конструкция высокочастотного повышающего индуктора

Из-за необходимости работы на высокой частоте (100 кГц) в режиме жесткого переключения конструкция индуктора играет важную роль для снижения стоимости и повышения плотности мощности. Динамические потери быстрых IGBT ограничивают рабочие частоты Si-устройств на уровне не выше 20–40 кГц. Однако применение SiC MOSFET позволяет увеличить частоту до 100 кГц без ущерба для эффективности системы. При такой частоте коммутации SiC MOSFET индуктивность повышающего индуктора уменьшается в соответствии с выражением (1), соответственно, его массо-габаритные параметры и стоимость оказываются значительно меньше при сохранении общей эффективности системы, которая превосходит показатели IGBT на частоте коммутации 20 кГц. В таблице 2 приведены параметры 5-кВт индукторов для Si IGBT на частоте 20 кГц и SiC MOSFET на частоте 100 кГц. Две катушки индуктивности используются в системе мощностью 10 кВт.

Снижение электромагнитных помех

При разработке высокочастотных преобразователей на основе SiC-ключей следует уделять особое внимание проблеме электромагнитных шумов. В ходе проектирования данного конвертера были использованы некоторые практические подходы для ограничения влияния электромагнитных помех (EMI) на высокой частоте переключения:

• Из-за большой частоты переключения и быстрой коммутации SiC MOSFET всплески напряжения на стоке могут быть значительно выше из-за паразитных осцилляций, вызванных наличием распределенной емкости дросселя. При включении и выключении транзисторов возбуждается высокочастотный резонанс между паразитной емкостью индуктора и паразитной индуктивностью в силовом контуре коммутации, что провоцирует мощный «звон». Чтобы уменьшить его уровень на высоких частотах, рекомендуется использовать однослойную конструкцию обмотки индуктора. На рис. 3 показана разница паразитных емкостей при использовании двухслойной и одно­слойной обмотки. Во втором случае значительно уменьшается паразитная емкость индуктора при обеспечении хорошего потокосцепления. В результате уровень звона в точке коммутации V_DS снижается, что позволяет минимизировать генерируемые электрические шумы.

Рис. 3. Двухслойная (а) и однослойная (б) обмотка индуктора

• Еще одним важным требованием является минимизация контуров коммутации при трассировке печатной платы. На рис. 4 показаны коммутационные петли в повышающем преобразователе. Контуры 1 и 3 являются основными силовыми цепями с высоким уровнем dv/dt. Уменьшение их площади помогает свести к минимуму паразитную индуктивность в этих контурах и тем самым уменьшить звон в узлах коммутации. В нашей конструкции индуктор размещен под печатной платой и находится близко к SiC MOSFET и выходному диоду, что позволяет уменьшить силовые петли 1 и 3. Поскольку SiC MOSFET имеет очень высокую скорость переключения, контур 2 в цепи затвора также критически важен при разводке PCB.

Рис. 4. Проектирование высокочастотного повышающего конвертера с учетом паразитных параметров

• Очень рекомендуется использование соединения Кельвина с отдельным общим проводом для подключения затвора. «Ведомая» плата драйвера затворов находится рядом с радиатором MOSFET, таким образом, сигнальная цепь затвора SiC MOSFET может иметь минимальную длину. Кроме того, ее цепь заземления независимо подключается к истоку SiC MOSFET. SiC MOSFET имеет низкую прямую проводимость по сравнению с Si-ключами. Благодаря этой характеристике время включения и выключения, а также динамические потери SiC MOSFET тесно связаны со скоростью изменения напряжения на затворе.
• Увеличение скорости управления путем снижения внешнего сопротивления затвора непосредственно приведет к снижению потерь переключения и повышению эффективности. Внешний резистор затвора Rg можно использовать как демпфер для уменьшения влияния короткого времени нарастания/спада у импульсов управления. Однако при его выборе необходимо находить компромисс между уровнем EMI и эффективностью. Снижение Rg помогает улучшить эффективность, но уменьшает демпфирующий эффект для подавления звона в цепи управления затвором.
• Следует минимизировать паразитную емкость в цепи «затвор–сток» на печатной плате. Особое внимание нужно уделять связанным емкостям между затвором и стоком на PCB. Поскольку быстрые MOSFET способны достигать чрезвычайно высоких значений dv/dt, любое взаимо­действие фронта нарастания напряжения на стоке с цепью затвора может привести к сбоям управления. SiC MOSFET имеют экстремально низкие значения емкости Миллера C_gd (C_rss в спецификации), поэтому дизайн PCB должен обеспечивать значения связанных емкостей ниже внутренней емкости транзистора, чтобы гарантировать полный контроль MOSFET по цепи затвора. Как показано на рис. 5, выводы стока и затвора расположены отдельно на верхнем и нижнем слое без параллельной трассы между ними, что помогает избежать образования высокой паразитной емкости между стоком и истоком.

Рис. 5. Трассировка PCB для скоростного SiC MOSFET

• Чередование фаз (интерливинг) двух каналов повышающего преобразователя. На рис. 6 показана разница дифференциальных шумов (DM) между двухфазной схемой с интерливингом и однофазной схемой без чередования фаз. Благодаря интерливингу первая гармоника DM-шума будет наблюдаться на частоте 2f_s (двойная частота переключения), и пульсации на входе и выходе могут быть подавлены. Таким образом, в режиме интерливинга частота EMI-фильтра будет выше, т. е. от него требуется меньшая степень подавления, и для удовлетворения требований EMI-стандартов может быть использован меньший фильтр.

Рис. 6. Разница в уровне DM-шумов однофазной схемы и двухфазной схемы с интерливингом

Экспериментальные результаты

Для оценки характеристик модулей 1200 В/20 A SiC MOSFET второго поколения был разработан повышающий DC/DC-преобразователь мощностью 10 кВт, работающий в режиме жесткого переключения с интерливингом (рис. 7). Для сравнения производительности SiC MOSFET и Si IGBT также был использован сверхбыстрый Si IGBT (1200 В/40 A) IGW40N120H3. Размер печатной платы (PCB) — 240×140×90 мм, в устройстве использован контроллер TI UCC28220, осуществляющий ШИМ-управление с интерливингом, а также драйвер затворов IXYS IXDN609.

Рис. 7. Повышающий конвертер с интерливингом мощностью 10 кВт на основе SiC-компонентов

Эффективность

Далее представлены результаты проверки эффективности устройства на базе SiC MOSFET с коммутацией на частоте 100 кГц (первое поколение CMF20120D и второе поколение C2M0080120D) в сравнении с Si IGBT (IGW40N120H3) на частоте 20 кГц (рис. 8). В обоих устройствах использованы выходные SiC-диоды Шоттки от Cree 1200 В C4D10120D, что гарантирует корректное сравнение. Все данные получены при внешнем резисторе затвора 2 Ом.

Рис. 8. Сравнение эффективности конвертера 10 кВт на различных частотах при использовании SiC MOSFET первого и второго поколения и Si IGBT

Результаты испытаний показывают, что даже на пятикратной частоте коммутации применение SiC-компонентов позволяет достичь максимальной эффективности 99,3% на 100 кГц. При этом суммарные потери оказываются на 18% ниже по сравнению с лучшими показателями устройства на базе IGBT при частоте 20 кГц. При малых нагрузках, когда оба изделия демонстрируют наихудшую эффективность, производительность SiC на 100 кГц по-прежнему соответствует КПД системы на Si-ключах при 20 кГц, что подтверждает тот факт, что SiC MOSFET имеют очень низкие потери коммутации. При любом сравнении, оба преимущества — более высокая эффективность и частота коммутации — могут быть получены путем замены IGBT на SiC в силовом каскаде.

Энергия потерь E_on и E_off

Низкий уровень динамических потерь является ключевым преимуществом SiC MOSFET на высокой рабочей частоте. На рис. 9 и 10 показаны эпюры сигналов включения транзисторов C2M0080120D и IGW40N120H3, энергия E_on составляет 54,5 мкДж для SiC MOSFET и 115,1 мкДж для Si IGBT. 

Рис. 9. Включение C2M0080120 на частоте 100 кГц (100 нс/дел.)

Рис. 10. Включение IGW40N120H3 на частоте 20 кГц (200 нс/дел.)

На рис. 11 и 12 представлены эпюры сигналов выключения C2M0080120D и IGW40N120H3, величина E_off составляет 83,3 мкДж для SiC MOSFET и 911,5 мкДж для Si IGBT, т. е. энергия потерь выключения IGBT примерно в 10 раз выше, чем у SiC MOSFET.

Рис. 11. Выключение C2M0080120 на частоте 100 кГц (100 нс/дел.)

Рис. 12. Выключение IGW40N120H3 на частоте 20 кГц (200 нс/дел.)

Из полученных осциллограмм можно определить, что общие динамические потери для SiC MOSFET на частоте 100 кГц составляют около 13,8 Вт, в то время как общие потери транзисторов IGBT на 20 кГц около 20,5 Вт, т. е. на 7 Вт выше, чем SiC MOSFET. Это показывает, что SiC MOSFET могут иметь меньшие потери, чем Si IGBT, даже когда SiC MOSFET работает на частоте в пять раз выше, чем Si IGBT, особенно в режиме выключения. IGBT имеют большие потери выключения из-за наличия т. н. «хвостового» тока, хотя в данном случае использован высокоскоростной тип Si IGBT.

Тепловые характеристики

На рис. 13 и 14 показано сравнение тепловых профилей устройств на базе SiC MOSFET 2M0080120D и Si IGBT IGW40N120H3. Испытания проводились при входном напряжении 450 В DC, выходном напряжении 650 В DC под полной нагрузкой 2×5 кВт. Температура окружающей среды +25 °C, принудительное охлаждение радиатора отсутствует, плата испытывалась без корпуса. В обоих вариантах устройства использовались выходные SiC-диоды Шоттки Cree C4D20120D для обеспечения корректного сравнения обоих вариантов преобразователя. SiC MOSFET имеет меньшие потери и, соответственно, на 40 °C меньшую температуру корпуса, что более чем на 40% превышает показатели Si IGBT. Это означает, что SiC MOSFET можно использовать с более легким, тонким и менее дорогим теплоотводом. Также тесты показали, что для конвертера с Si IGBT и частотой 20 кГц требуется больший индуктор с меньшей плотностью мощности по сравнению с SiC MOSFET на частоте 100 кГц.

Рис. 13. Тепловой профиль при полной нагрузке C2M0080120 на частоте 100 кГц

Рис. 14. Тепловой профиль при полной нагрузке IGW40N120H3 на частоте 20 кГц

Заключение

Проведенное сравнение динамических характеристик, производительности и тепловых параметров SiC MOSFET и быстрого Si H3 IGBT наглядно показало, что предложенная конструкция конвертера на основе SiC-ключей имеет преимущество в системах высокой мощности. С увеличением доступности SiC-компонентов и их опций снимутся многие из ограничений, обусловленных физическими свойствами Si, что приведет к расширению возможностей проектирования на системном уровне высокочастотных преобразовательных систем мощностью от сотен ватт до сотен киловатт.