Многоуровневые преобразователи: схемы, особенности применения, алгоритмы управления. Часть 3

Часть 1.

Часть 2.

Многоуровневый конвертер с последовательным соединением H-мостов (SCHB VSC)

Концепция этого класса многоуровневых преобразователей (MLI) состоит в последовательном соединении однофазных ячеек (рис. 1). Первая ссылка на подобную схему появилась в 1975 году, публикация новых патентов продолжается до настоящего времени. Топология SCHB VSC (для простоты будем называть ее MLI) имеет ряд преимуществ, что делает ее очень привлекательной для применения в приводах средней и высокой мощности. Поскольку в основе схемы лежит последовательное соединение стандартных однофазных ячеек, то напряжение и мощность такой системы легко масштабируются практически в неограниченных пределах. Напряжение питания DC-шины каждой H-мостовой ячейки обеспечивается отдельно.

Рис. 1. N-уровневый трехфазный инвертор с последовательными Н-мостовыми ячейками

Важное преимущество топологии MLI — возможность формирования большего числа уровней выходного напряжения с хорошим гармоническим спектром при использовании недорогих низковольтных силовых полупроводниковых ключей и конденсаторов. К недостаткам можно отнести множество силовых ключей, необходимость питания каждой ячейки от сложного и дорогостоящего «полноразмерного» трансформатора, а также относительную сложность алгоритма управления.

Однофазная ячейка (H-мост)

На рис. 2 показана базовая схема однофазной ячейки, лежащей в основе MLI-системы. Ячейка содержит трехфазный выпрямитель, соединенный с изолированной обмоткой трансформатора, звено постоянного тока и Н-мостовой каскад, генерирующий модулированное (ШИМ) выходное напряжение.

Рис. 2. Типовая схема однофазной ячейки MLI

Коммутационные состояния

Каждая однофазная ячейка содержит два полумоста, обозначения T_L и T_R использованы для идентификации транзисторов и логики их управления (1 = on и 0 = off). Транзисторы в полумостовом каскаде всегда переключаются в противофазе, поэтому IGBT нижнего плеча обозначены T’_L и T’_R. Коммутационные положения для трех возможных состояний каждой фазной стойки приведены в таблице 1.

Пути положительных и отрицательных фазовых токов i_ph показаны на рис. 3. Нулевое состояние «0» может формироваться двумя способами в зависимости от направления i_ph. Поэтому если включены верхние (T_L, T_R) или нижние IGBT (T’_L, T’_R), выходное напряжение приближается к нулю. В положительном «+» и отрицательном «–» состояниях ток проводят два диагональных транзистора (два активных ключа или два диода). Соответственно, H-мостовая ячейка формирует три определенных уровня напряжения.

Рис. 3. Пути токов однофазного Н-моста:
а) положительный,
б, в) нулевой,
г) отрицательный

Каждый из ключей должен блокировать напряжение DC-шины (U_dc/2), максимальный ток IGBT/диода равен максимальному фазному току . Эти параметры определяют выбор номинальных характеристик силовых модулей. Распределение потерь проводимости приведено в таблице 2. Динамические потери генерируются при изменении коммутационных состояний транзисторов и диодов.

Два комплементарных ключа в каждой стойке (T_R, T’_R) или (T_L, T’_L) участвуют в процессах коммутации (+ → 0) и (0 → –). Для положительного фазового тока i_ph > 0 коммутация (+ → 0) инициируется выключением T_L в первой фазной стойке, в результате чего ток переходит от T_L к D_L. Транзистор T’_R остается включенным, и только два комплементарных ключа в первой стойке участвуют в этом цикле коммутации. Большую часть потерь выключения генерирует T_L.

Во второй фазной стойке коммутация (+ → 0) инициируется выключением T’_R, в результате чего ток переходит от T’_R к D_R, транзистор T_L остается включенным. Только два комплементарных ключа во второй стойке участвуют в этом цикле коммутации (T_R, T’_R). Основные потери выключения генерируются T’_R. При реверсной коммутации (0 → +) все процессы идут в обратном порядке. Например, во второй стойке сначала отключается T_R, а затем после «мертвого времени» включается T’_R. Транзистор T’_R генерирует потери включения, а диод D_R — потери восстановления.

Процесс коммутации проиллюстрирован на рис. 4, где токовый путь активного ключа показан жирной линией, пассивного ключа — пунктирной линией. Устройства, генерирующие потери, выделены окружностями. Коммутация (0 → –) в первой стойке начинается с активного выключения T_L, что приводит к прохождению тока через D’_L. Диод D_R уже находится в проводящем состоянии, T_L генерирует потери выключения. При реверсной коммутации (– → 0) все процессы идут в обратном порядке. T’_L выключается, затем T_L открывается после «мертвого времени».

Рис. 4. Коммутация и потери переключения в Н-мостовой ячейке:
а) и б) для положительного тока нагрузки;
в) и г) для отрицательного тока нагрузки

После срабатывания T_L фазный ток коммутируется от D’_L обратно к T_L. Диод D’_L закрыт, таким образом он берет на себя блокирующее напряжение и генерирует потери восстановления, а T_L — потери включения.

Во второй стойке коммутация (0 → –) инициируется активным запиранием T’_R, что переключает ток на D_R. Диод D’_L уже открыт, T’_R генерирует потери выключения. В реверсном режиме (– → 0) все процессы идут в обратном порядке: T_R выключен, T’_R открывается после «мертвого времени». После его срабатывания фазный ток переходит от D_R обратно к T’_R. Диод D_R выключается, берет на себя блокирующее напряжение и генерирует потери восстановления (рис. 4б). Процессы переключения на участке отрицательного тока проиллюстрированы на рис. 4в, г. Распределение коммутационных потерь сведено в таблицу 3.

Центрированная синусоидальная модуляция

Каждая ячейка модулируется синусоидальным сигналом с добавлением 1/6 третьей гармоники (рис. 5). Процесс коммутации одной ячейки (полумост) задается сравнением соответствующих несущих (U_tri,1 и U_tri,2), сдвинутых по фазе на T_C/2 (180°), и опорного сигнала U_con. Таким образом, за один период несущего сигнала происходит четыре переключения. Как показано на рис. 5, сравнение U_con и U_tri,1 формирует следующие сигналы управления ключами в первой стойке:

Рис. 5. Формы сигналов в Н-мостовой ячейке:
а) сигнал управления U_con, треугольные сигналы U_tri,1 и U_tri,2;
б) выходное напряжение стойки а — U_ag;
в) выходное напряжение стойки n’ — U_n’g;
г) напряжение нагрузки U_an’

Для формирования импульсов управления второй стойкой U_tri,2 сравнивается с тем же опорным сигналом:

Благодаря наличию антипараллельных диодов форма вышеупомянутых сигналов не зависит от направления фазного тока i_ph. Выходные напряжения стоек а и n’ относительно отрицательной DC-шины (g) показаны на рис. 5б и 5в соответственно. Выходной сигнал H-моста (рис. 2), показанный на рис. 5г, состоит из трех уровней: ±U_dc/2 и 0.

Поскольку две стойки H-моста управляются независимо, первая гармоника несущей в выходном напряжении имеет двойную частоту (f_1Cb = 2f_C). Это преимущество проявляется в улучшении гармонического спектра, как показано на рис. 6. Если выбрать четный коэффициент частотной модуляции m_f, то выходные сигналы любой из стоек U_ag и U_n’g на основной частоте смещаются на 180° относительно друг друга. Таким образом, гармонические компоненты на частоте ШИМ в фазных стойках имеют одинаковую фазу, поскольку выходы смещены на 180°, а коэффициент m_f — четный. Это приводит к подавлению боковых гармоник частоты ШИМ в выходном сигнале.

Рис. 6. Гармонический спектр выходного напряжения Н-мостовой ячейки

Кроме того, использование такого режима модуляции создает меньшие пульсации в DC-шине. Когда оба верхних ключа открыты, выходное напряжение равно нулю, а ток циркулирует в контуре (TL, DR) или (DL, TR) в зависимости от направления i_ph. В течение этого интервала времени ток i_dc равен нулю. Аналогичное состояние наблюдается, когда открыты нижние ключи T_L и T_R.

Трехфазный двухуровневый Н-мостовой конвертер (2L-H-Bridge)

Увеличение количества фаз конвертера может быть реализовано простым добавлением H-мостовых ячеек. Упрощенная схема трехфазного двухуровневого Н-мостового преобразователя показана на рис. 7. Он содержит 12 однонаправленных активных ключей с обратными диодами.

Рис. 7. Трехфазный 2L Н-мостовой конвертер

Коммутационные состояния

Для того чтобы сформировать три уровня напряжения в каждой фазе, два из четырех ключей должны быть открыты в любой момент времени. Обозначения S_Lx и S_Rx используются для идентификации транзисторов в каждой фазе (x = a, b, c). Поскольку они всегда коммутируются попарно, комплементарные IGBT обозначены как S’_Lx и S’_Rx. Коммутационные положения ключей для трех возможных состояний каждой фазы такие же, как для однофазного H-моста. Распределение потерь проводимости и переключения также аналогично (табл. 2, 3).

Центрированная синусоидальная модуляция

Способ модуляции остается таким же, как описан выше для однофазного H-моста, формирование импульсов управления трехфазным инвертором показано на рис. 8. Опорные сигналы в трехфазной 2L-H-мостовой схеме смещены на 120°, поэтому управляющие сигналы для каждой фазы формируются отдельно путем сравнения опорного сигнала U_con,x (x=a, b, c) с треугольными несущими U_tri1, U_tri2 (они сдвинуты на TC/2).

Рис. 8. Формы сигналов в трехфазной 2L-Н-мостовой ячейке:
а) сигнал управления U_con,x и треугольные сигналы U_tri,1 и U_tri,2;
б) импульсы управления затвором;
в) выходное фазное напряжение;
г) выходное линейное напряжение

Таким образом, происходит четыре коммутации на фазу в течение одного периода несущего сигнала. Для генерации импульсов управления затвором может использоваться такой же алгоритм, как и для однофазного H-моста:

U_con,x > U_tri1 (T_Lx:on, T’_Lx:off), U_con,x > U_tri2 (T_Rx:on, T’_Rx:off) → U_xn’ = U_dc/2.

U_con,x< U_tri1 (T_Lx:off, T’_Lx:on), U_con,x< U_tri2 (T_Rx:on, T’_Rx:off) → U_xn’ = –U_dc/2.

Иначе

→ U_xn’ = 0.

Выходные сигналы трехфазного 2L-H-моста (рис. 7) показаны на рис. 8. Фазные напряжения (например, U_an’) содержат три уровня: ±U_dc/2 и 0 (рис. 8в), линейные (например, U_ab) — содержат пять уровней: ±U_dc, ±U_dc/2 и 0 (рис. 8г).

Гармонические спектры фазного и линейного напряжения показаны на рис. 9a и 9б, соответственно (для m_f = 15). Как и в однофазном H-мосте, первые гармоники несущей в 2L-H-мостовой схеме наблюдаются на двойной частоте коммутации (f1Cb = 2fC).

Рис. 9. Гармонический спектр трехфазной 2L-Н-мостовой ячейки:
а) фазное выходное напряжение;
б) линейное выходное напряжение

Конвертер напряжения с последовательным соединением 2L-H-мостовых ячеек (SC2LHB VSC)

В традиционных топологиях схем, таких как 2L-VSC или 3L-NPC VSC, приборы с максимальной блокирующей способностью (например, 6,5 кВ IGBT) должны соединяться последовательно для достижения необходимого линейного выходного сигнала (U_ll > 3,3 кВ и U_ll > 4,16 кВ). Концепция схемы с последовательным соединением двухуровневых Н-мостов (SC2LHB VSC) показана на рис. 10. Впервые такой конвертер был запатентован компанией Robicon.

Рис. 10. Конвертер напряжения с последовательным соединением 2L-H-мостов (p-ячеек на фазу)

Схема SC2LHB VSC широко используется в средневольтовых приводах, источниках питания, энергетических системах переменного тока. Характеристики системы SC2LHB VSC определяются количеством отдельных H-мостовых ячеек и уровнем их выходного сигнала. Амплитуда «ступеньки» выходного напряжения сравнительно мала и равна величине V_dc одного H-моста (например, 600 В для V_in = 460 В).

Для формирования определенного номинального напряжения MV-диапазона выходы однофазных низковольтных ячеек (например, на базе IGBT 17-го класса) соединяются последовательно. Общее «виртуальное» напряжение Udc,tv будет определяться количеством последовательно соединенных Н-мостов:

U_dc,tv = 2×p×U_dc,HB.

При использовании одинаковых ячеек с равным значением U_dc,HB преобразователь синтезирует выходное фазное напряжение (U_an’, U_bn’, U_cn’):

U_xn’ = U_1xn’+ U_2xn’+…U_pxn’.

Количество уровней в фазном сигнале — N = 2p + 1, в линейном сигнале — N_ll = 2N – 1. Для общепромышленных стандартных напряжений 2,3–7,2 кВ число ячеек составляет 2–5. При p = 2 схема на рис. 10 формирует пять определенных фазных уровней (N = 5). При соединении 3, 4 и 5 ячеек фазный сигнал состоит из 7, 9 и 11 уровней соответственно.

Для управления каждой ячейкой необходимы две треугольные несущие, как и в однофазном H-мосте. В отличие предыдущего случая пара несущих должна иметь фазовый сдвиг 180°/p, первая H-мостовая ячейка считается «опорной». При таком способе модуляции эквивалентная частота первой гармоники несущей в выходном напряжении:

f_1Cb=2×p×f_C,

где f_C — несущая частота.

Благодаря наличию нескольких уровней напряжения и высокой частоте f_1Cb амплитуда гармоник в выходном сигнале достаточно низкая, поэтому его фильтрация намного проще. Каждый дополнительный уровень означает еще одну «степень свободы» в улучшении гармонического состава.

Для повышения напряжения конвертера следует увеличить число последовательных H-мостов. Поскольку выходной сигнал равномерно распределен между однофазными ячейками, появляется возможность подключения одного или нескольких дополнительных Н-мостов. В случае отказа это позволяет, например, закоротить выход неисправного узла. Причем привод продолжает работать с номинальными параметрами. Максимальное входное и выходное напряжение каждой ячейки равно мгновенному значению V_dc, как видно на рис. 2, поэтому емкость DC-шины можно рассматривать как большой снаббер для всех ключей.

Все однофазные ячейки обеспечивают одинаковый ток на базовой выходной частоте, поэтому они имеют равную мощность, а также простую и модульную концепцию управления. Хотя в H-мостовой схеме можно применять различные низковольтные полупроводниковые приборы, лучшим выбором являются LV-IGBT благодаря пренебрежимо малым потерям на управление и хорошим характеристикам переключения. Как правило, в MV MLI-системах используются недорогие IGBT 17-го класса. Подобные инверторы с 2–5 ячейками на фазу формируют линейное напряжение 2,3; 3,3; 4,16 и 6 кВ. Другим важным преимуществом такого решения является минимальное значение синфазного напряжения и потенциально низкие перепады dv/dt в выходном сигнале.

Питание DC-шины каждой H-мостовой ячейки должно формироваться независимо. Для этой цели выпрямители ячеек подключаются к изолированным вторичным обмоткам специального многоуровневого трансформатора. Такой трансформатор намного сложнее и дороже обычного, но выполняет несколько очень важных функций. Во-первых, с его помощью любое синфазное напряжение не воздействует на изоляцию двигателя. Во-вторых, благодаря фазовому сдвигу a_p = 360°/6p между вторичными обмотками удается подавить большую часть гармонических токов, создаваемых отдельными силовыми ячейками. Таким образом, форма первичных токов будет близкой к синусоидальной.

Импеданс трансформатора сознательно выбирается большим, чем обычно, чтобы ограничить пусковые токи и уменьшить амплитуду гармоник. Благодаря хорошему гармоническому составу сетевых токов можно уменьшить входной фильтр, что частично компенсирует высокую стоимость трансформатора. В таблице 4 приводится сравнение основных характеристик системы при различном количестве H-мостовых ячеек на фазу.

Продолжение следует