Улучшение свойств несимметричных полумостовых DC/DC-преобразователей напряжения

№ 3’2006
PDF версия
Применение описанных в статье мер позволяет несимметричным полумостовым DC-DC преобразователям напряжения успешно конкурировать с топологией мостового преобразователя напряжения с фазовым сдвигом до выходной мощности 2000 Вт.

Несимметричные полумостовые DC/DC-преобразователи напряжения обладают рядом неоспоримых достоинств перед другими схемными решениями: позволяют реализовать переключение транзисторов на нуле напряжения (ПНН), используют только два транзистора на первичной стороне, а напряжение на запертых ключах не превышает Uвх. Это позволяет использовать их в преобразователях напряжения и системах электропитания различного назначения. Известно несколько топологий DC/DC-преобразователей напряжения, отличающихся друг от друга главным образом построением вторичной стороны преобразователя напряжения: с однополупериодным и двухполупериодным выпрямителем; слаживающим фильтром C и LC; с двумя силовыми трансформаторами; с выпрямителем, выполненным на основе удвоителя тока; с интегрированным магнитным элементом (ИМЭ) [1, 2].

Недостатки DC/DC-преобразователей напряжения обнаруживаются при его работе в широком диапазоне входных или выходных напряжений. Эти недостатки значительны, и они сужают возможные области применения DC/DC-преобразователей напряжения, ухудшают надежность и не позволяют увеличить удельную мощность источника питания.

 

Сравнение DC/DC-преобразователей напряжения с другими схемными решениями

Рассмотрим одну из основных топологий DC/DC-преобразователей напряжения, использующую двухполупериодный выпрямитель с низкочастотным LC-фильтром (рис. 1).

Несимметричный полумостовой преобразователь с двухполупериодным выпрямителем и LC_фильтром

Рис. 1. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с двухполупериодным выпрямителем и LC_фильтром

Обратные напряжения без учета знака на силовых диодах D1 и D2 определяются следующим образом:

силовой диод D1: UD1 = Uвых/(1–D), (1)

силовой диод D2: UD2 = Uвых/D, (2)

где D — коэффициент заполнения импульсов, под которым понимается отношение длительности включенного состояния транзистора Т1 к периоду переключения.

Принимая обычные допущения и полагая, что в схеме на рис. 1 W21 = W22, регулированная характеристика (РХ) DC/DC-преобразователей напряжения в режиме непрерывного тока дросселя может быть записана так:

M = Uвых/Uвх = 2×D×(1–D)×n, (3)

где n = W21/W1 = W22/W1, 0 ≤ D ≤ 0,5.

Выбор n выполняется для максимального значения D, которое для идеального случая равно 0,5. Используя (3), получим:

n = Mmax/(2×0,5× (1–0,5)) = 2×Mmax. (4)

Напряжения на силовых диодах могут быть выражены из (1) и (2) с учетом (3) и (4):

UD1 = 4UвхMmaxD, (5)

UD2 = 4UвхMmax(1–D). (6)

При проектировании DC/DC-преобразователей напряжения возможны два предельных случая:

  1. Uвх изменяется в широком диапазоне, в то время как Uвых стабилизируется в узких пределах и остается почти постоянной величиной.
  2. Uвх практически не изменяется (как, например, в преобразователе напряжения, работающем от корректора коэффициента мощности), в то время как Uвых может изменяться в широких пределах и зависит от состояния и условий работы аккумуляторной батареи. Можно показать, что силовой диод D2 в DC/DC-преобразователях напряжения (рис. 2) оказывается в тяжелом режиме по напряжению, то есть к запертому силовому диоду приложено обратное напряжение, превосходящее выходное в несколько раз. В то же самое время ток, проходящий через силовой диод D2, возрастает при уменьшении D.
Относительные напряжения на диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвых = const и изменяющемся Uвх

Рис. 2. Относительные напряжения на силовых диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвых = const и изменяющемся Uвх

Такое состояние одного из силовых диодов схемы (возрастание тока и обратного напряжения при уменьшении D) характерно для DC/DC-преобразователей напряжения при любом построении вторичной стороны преобразователя.

Можно сравнить обратные напряжения на силовых диодах DC/DC-преобразователей напряжения с напряжениями на диодах в других известных типах конверторов — прямоходовом и мостовом.

На рис. 2 и 3 показаны нормализованные напряжения на силовых диодах для трех схем в функции относительного коэффициента PX () для двух случаев: стабилизация Uвых, когда Uвх меняется (рис. 2), и изменение Uвых в широких пределах при постоянном значении Uвх (рис. 3). Параметр = M/Mmax, Mmax = Uвых/Uвхmin в первом случае и Mmax = Uвых max/Uвх во втором.

Относительные напряжения на диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвх = const и изменяющемся Uвых

Рис. 3. Относительные напряжения на силовых диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвх = const и изменяющемся Uвых

Как в первом, так и во втором случаях напряжение на силовом диоде D2 в DC/DC-преобразователей напряжения значительно превышает напряжение на диодах в других схемах (рис. 2-3). Последнее является существенным недостатком DC/DC-преобразователей напряжения — тяжелые условия работы одного из выходных силовых диодов и, как следствие, необходимость выбора этого диода с более высоким допустимым напряжением. В результате ухудшаются основные параметры преобразователя напряжения.

Вторым серьезным недостатком DC/DC-преобразователей напряжения является потеря включения транзистора Т1 при нуле напряжения при уменьшении коэффициента заполнения. Условие обеспечения ПНН для ключа Т1 состоит в выполнении неравенства [1]:

Формула

где

Формула;

Ls, Lμ — индуктивности рассеяния и намагничивания силового трансформатора, определяемые для обмотки W1; СТ — средняя выходная емкость ключа; IH — ток нагрузки. Из неравенства следует, что снижение D — уменьшение левой части по сравнению с правой — действительно может привести к потере ПНН, что, в свою очередь, означает возрастание потерь в ключе Т1.

Дополнительно отметим, что при возрастании «несимметричности» DC/DC-преобразователей напряжения, что происходит при снижении D, увеличиваются потери в ключах первичной стороны, оболочках силового трансформатора и выходных силовых диодах.

Еще один недостаток DC/DC-преобразователей напряжения заключается в том, что пульсации выходного напряжения следуют с частотой переключения транзисторов, а не с удвоенной частотой, как это происходит в симметричных схемах — мостовых, полумостовых или двухтактных. Поэтому при жестких требованиях к выходным пульсациям DC/DC-преобразователей напряжения приходится либо увеличивать размеры сглаживающего фильтра, либо увеличивать частоту переключения, что в итоге приводит к ухудшению основного показателя преобразователя напряжения — снижению его удельной мощности.

 

Возможные решения

В ряде работ предлагались решения, направляемые на улучшение работы DC/DC-преобразователей напряжения и снижение максимального обратного напряжения на одном из силовых диодов. В двухтрансформаторной схеме DC/DC-преобразователей напряжения предложено выполнить неравные витки двух силовых трансформаторов [3]. Этот же подход может быть использован в схеме с LC-фильтром (рис. 1), если применить отвод обмотки дросселя и подключить к нему катод силового диода D2. Результат будет аналогичен тому, что получается в двухтрансформаторной схеме, выполненной с неравными коэффициентами трансформации — обратное напряжение на диоде D2 будет уменьшено.

Недостатком описанного метода является возрастающее неравенство токов и рассеиваемой мощности в компонентах как первичной, так и вторичной сторон преобразователя напряжения. В результате последует неодинаковый нагрев компонентов силовой части и снижение КПД. Кроме того, в токе выходного силового конденсатора появляются скачки, что приводит к еще большему возрастанию выходных пульсаций.

Необходимо упомянуть еще раз об одном техническом решении [4], суть которого сводится к включению в первичную сторону преобразователя напряжения дополнительного ключа и последовательно соединенного с ним силового диода (Т3, D3) (рис. 4).

Несимметричный полумостовой преобразователь с дополнительными ключом и диодом на первичной стороне

Рис. 4. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с дополнительными ключом и силовым диодом на первичной стороне

Авторы этого решения предложили преобразователь напряжения с выходным удвоителем тока. Ключ Т3 отпирается непосредственно после отпирания ключа Т2, а его запирание происходит перед отпиранием ключа Т1 и после запирания Т2. В отличие от обычной схемы DC/DC-преобразователей напряжения длительности включенного состояния ключей Т1 и Т2 в схеме на рис. 4 остаются равными при любом значении коэффициента заполнения. Дополнительная цепь (Т3, D3) создает нулевую паузу на обмотках силового трансформатора при запертых ключах Т1 и Т2. Режим работы схемы становится симметричным, и повышенное напряжение на выходном силовом диоде (в данном случае D2) не появляется. Недостатками схемы являются потери в Т3 и D3 при их включении и в интервале открытого состояния Т3. Кроме того, требуется усложненный алгоритм управления всеми ключами схемы.

Строго говоря, схема с тремя ключами перестает быть несимметричным полумостом и по принципу работы скорее напоминает работу мостовой схемы с фазовым управлением.

Все рассмотренные усовершенствования DC/DC-преобразователей напряжения предполагают структуру преобразователя напряжения неизменной, при этом не происходит смены алгоритма работы ключей при уменьшении или увеличении входного (выходного) напряжения.

Существует другой способ устранения недостатков, присущих DC/DC-преобразователям напряжения Н. Он заключается в создании силовой части, адаптивно реагирующей на изменения, которые происходят на входе или выходе преобразователя напряжения. Идея решения изложена в работе [5], показана применительно к преобразователю напряжения с удвоителем тока на вторичной стороне (рис. 5) и рассматривает случай работы при понижении входного напряжения преобразователя напряжения на короткое время (например, пропадание напряжения на один период сети).

Несимметричный полумостовой преобразователь с удвоителем тока и отводами вторичной обмотки

Рис. 5. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с удвоителем тока и отводами вторичной обмотки

Авторы указали также на возможность работы схемы при широком изменении входного напряжения. Когда напряжение Uвх высокое, ключ Т должен быть выключен, работают только силовые диоды D1 и D2, а когда Uвх снижается и достигает определенного порога, ключ Т включается, при этом в работу вступают диоды D3 и D4.

Уменьшение выходных пульсаций в DC/DC-преобразователях напряжения может быть достигнуто изменением соотношения витков на вторичной стороне силового трансформатора (например, W21 и W22 на рис. 1) [6, 7].

Для схемы на рис. 1 напряжение на входе LC-фильтра изменяется, как показано на рис. 6, где n1, n2 — отношение витков W21/W1 и W22/W1 соответственно. При n1 = n2 пульсации оказываются нулевыми при D = 0,5 и возрастают по мере снижения D.

Напряжение на входе LC_фильтра несимметричного полумостового преобразователя

Рис. 6. Напряжение на входе LC-фильтра несимметричного полумостового преобразователя нaпряжения

В общем случае пульсации отсутствуют при выполнении условия:

Uвх(1–D)n1 = UвхDn2,

или n1/n2 = D/(1–D). (7)

Равенство (7) означает, что можно добиться нулевых выходных пульсаций для любого заданного значения D, то есть для любого входного или выходного напряжения преобразователя напряжения.

При D < 0,5 и нулевых пульсациях имеем n1 < n2. Выполняя условие (7), необходимо провести расчет тока намагничивания силового трансформатора с тем, чтобы не допустить насыщения его сердечника во всех режимах.

Для схемы на рис. 1, считая средний ток в силовом конденсаторе С равным нулю, запишем соотношение, связывающее ток нагрузки и постоянную составляющую тока намагничивания Iμ:

Ic = Iμ + IHn1D — Ihn2(1–D) = 0.

Откуда имеем:

I = IН[(1-D)n2— Dn1]. (8)

При W21 = W22, то есть при n = n1 = n2, из (8) получим:

I = IНn (1–2D). (9)

Сравнение (8) и (9) показывает, что, выполняя неравенство n1 < n2 для снижения пульсаций на выходе, необходимо учитывать при этом возрастание тока I для одного и того же значения D. Следовательно, может потребоваться увеличение зазора в сердечнике или изменение начальной проницаемости сердечника, выполняемого без зазора (кольцевые сердечники из аморфного сплава или материала Cool Mμ).

 

Предлагаемые решения

Адаптивная структура выходного каскада DC/DC-преобразователей напряжения может быть использована для другого режима преобразователя напряжения, широко используемого, в частности, в телекоммуникациях. В таком применении DC/DC-преобразователь напряжения является второй ступенью транзисторного выпрямителя и его входное напряжение изменяется очень слабо.

Более того, кратковременные или продолжительные провалы сетевого напряжения не оказывают влияния на выходное напряжение потребителя, если используется аккумуляторная батарея (АБ).

Выходное напряжение DC/DC-преобразователя напряжения должно изменяться в широких пределах, диктуемых АБ, а если происходят значительные перегрузки или короткое замыкание, Uвых может приближаться к нулю.

Характеристики DC/DC-преобразователя напряжения для случая широкого изменения выходного напряжения показаны на рис. 7.

Выходная характеристика DC_DC_ преобразователя при широком диапазоне изменения выходного напряжения

Рис. 7. Выходная характеристика DC/DC-преобразователя напряжения при широком диапазоне изменения выходного напряжения

Управление ключом Т (рис. 5) теперь должно вестись не от входного, а от выходного напряжения. Этот принцип реализуется без каких либо затруднений в преобразователе напряжения с любым построением вторичного каскада, включающего, например, два силовых трансформатора или интегрированный магнитный элемент. На рис. 8 показана модификация схемы рис. 1 — DC/DC-преобразователи напряжения с адаптированной структурой, двухполупериодным выпрямителем и LC-фильтром.

Несимметричный полумостовой преобразователь с LC_фильтром и отводом вторичной обмотки

Рис. 8. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с LC-фильтром и отводом вторичной обмотки

В схеме по рис. 8 силовой трансформатор Тр обеспечивает состояние D (импульса) преобразователя напряжения. Ключ Т может управляться от входного или выходного напряжений преобразователя напряжения в зависимости от предъявляемых к нему требований. Когда ключ Т замкнут, РХ определяется соотношением:

M1 = Uвых/Uвх = D1(1–D1)n11,

где n11 = (W21+W23)/W1.

Коэффициент заполнения D1 изменяется от возможного максимального значения до минимального, когда транзистор Т выключается. Если Т размыкается (работают силовые диоды D2 и D3), РХ будет равна:

M2 = D2(1-D2)n22,

где n22 = (W22+W23)/W1.

В этом случае D2 изменяется от возможного максимального значения, а когда Uвх возрастает или Uвых уменьшается, напряжение на запертом силовом диоде D3 будет снижено. Эффективность работы схемы для случая Uвх = сonst можно увидеть на рис. 9.

Эффективность работы DC_DC_преобразователя, выполненного по схеме рис. 8, для случая Uвх = const

Рис. 9. Эффективность работы DC/DC-преобразователя напряжения, выполненного по схеме рис. 8, для случая Uвх = const

При определенном значении Uвых (то есть при определенном значении М) формируется управляющий сигнал, переключающий транзистор Т, при этом происходят скачкообразные изменения D и напряжения на запертом силовом диоде.

Еще одна схема DC/DC-преобразователей напряжения, в которой основной и дополнительный силовые диоды подключаются к накопительному конденсатору, показана на рис. 10.

Несимметричный полумостовой преобразователь с C_фильтром и отводом вторичной обмотки

Рис. 10. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с C-фильтром и отводом вторичной обмотки

Когда транзистор Т1 включен, оба силовых диода выключены, а при выключенном Т2 работает один из диодов D1 и D2. В данной схеме переключение Т происходит в ответ на сигнал, получаемый от входного или выходного напряжения. Максимальное значение Uвых в схеме рис. 10 определяется индуктивностью рассеяния силового трансформатора LS, емкостью силового конденсатора Свых и соответствует значениям D = 0,6… 0,7. При переключении транзистора Т происходит переход от одной регулировочной характеристики к другой.

В публикациях [8, 9, 10] показаны различные технические решения, реализующие адаптивный метод при работе DC/DC-преобразователей напряжения от неизменяющегося постоянного входного напряжения при выходном напряжении, изменяющемся в широких пределах.

 

Экспериментальные результаты

Адаптивный выходной каскад был проверен в преобразователе напряжения, который являлся второй ступенью транзисторного выпрямителя (ТВ), содержащего повышающий корректор коэффициента мощности в первой ступени. ТВ был выполнен первоначально на выходную мощность 850 Вт, а затем на 1000 Вт в той же конструкции.

Диапазон рабочего выходного напряжения 42-59 В, напряжение сети изменяется в пределах 85-300 В при полной мощности в диапазоне напряжений сети 175-300 В и со снижением мощности до 50% от номинальной при напряжении сети 85 В. КПД обоих выпрямителей 91-93% при нагрузке от 50% до номинальной, выходном напряжении 54,4 В и напряжении сети 220 В.

Электрическая схема силовой части DC/DC-преобразователей напряжения соответствует рис. 8. Сердечник трансформатора — ETD 44, феррит N87, число витков обмотки W1 — 25. Частота переключения транзисторов DC/DC равна 93 кГц. Ключ Т типа SPP80N0832L; D1, D2 — для мощности 850 Вт STTH 2003 с t = 35 нс (оба силовых диода в одном корпусе).

При мощности 1000 Вт D1, D2 — STTH3003 (t = 40 нс). Диод D3 — STTH2003 (850 Вт) и STTH3003 (1000 Вт). Выходной дроссель выполнен на сердечнике из аморфного железа MP3310LDG. Выходная характеристика ТВ с выходной мощностью 850 Вт показана на рис. 11. Сигналы на ключ Т поступают через оптронную развязку от микропроцессора ATmega8535. Пороги включения и выключения ключа Т установлены на 47 и 46 В для ТВ850 Вт и на 40-39 В для ТВ1000 Вт.

Предельная выходная характеристика DC_DC_преобразователя с выходной мощностью 850 Вт

Рис. 11. Предельная выходная характеристика DC/DC-преобразователя напряжения с выходной мощностью 850 Вт

На рис. 12 для ТВ850 Вт показаны напряжения на силовом диоде D3, когда Т включен (рис. 12а Uвых = 46,5 В) и когда Т выключен (рис. 12б Uвых = 45,5 В). Из осциллограмм можно видеть, насколько полезным является применение адаптивной структуры: начиная с выходного напряжения 46 В и ниже, напряжение на запертом диоде D3 значительно уменьшается (на осциллограммах снижение произошло на 60 В).

Рис. 12. Напряжение на диоде D3 (схема рис. 8)

Рис. 12. Напряжение на силовом диоде D3 (схема рис. 8):
а) Uвых = 46,5 B, транзистор Т включен;
б) Uвых = 45,5 B, транзистор Т выключен

Режим работы DC/DC-преобразователей напряжения после выключения транзистора Т становится более симметричным, что способствует снижению потерь в силовых компонентах.

Для проверки влияния «перекоса» витков вторичной обмотки на пульсации выходного напряжения ТВ на 1000 Вт был выполнен в двух вариантах. В первом вторичные витки были выполнены следующим образом (рис. 8): W21 = 8, W22 = 5, W23 = 8.

Во втором варианте витки были изменены следующим образом: W21 = 6, W22 = 3, W23 = 10. Эффективные значения пульсаций, полученные с помощью измерителя шумов и сигналов низкой частоты ИШС-НЧ, приведены в таблице 1.

Таблица 1
Таблица 1

Можно видеть, что при любых значениях токов нагрузки и любых уровнях выходного напряжения «перекос» вторичных витков позволил значительно (в 1,5-3 раза) уменьшить уровень выходных пульсаций. Поэтому с запасом выполнены нормы по выходным пульсациям для источников питания, применяемых в аппаратуре связи. При «перекосе» вторичных витков (n1 < n2) увеличен зазор в сердечнике — на 30% для предотвращения его насыщения из-за возрастания тока намагничивания (8).

На рис. 13 показаны плата DC/DC-преобразователя напряжения в сборке и внешний вид транзисторного выпрямителя с выходной мощностью 850 и 1000 Вт.

Плата DC_DC_преобразователя и транзисторный выпрямитель в корпусе

Рис. 13. Плата DC/DC-преобразователя напряжения и транзисторный выпрямитель в корпусе

В последнем случае удельная мощность выпрямителя составила 460 Вт/дм3 (габаритные размеры 84×86×300 мм).

 

Выводы

Применение силового трансформатора с отводом дополнительного силового диода и ключа позволяет улучшить все свойства DC/DC-преобразователей напряжения при изменении не только входного, но и выходного напряжения. Адаптивная структура с отводом может быть использована при любой выходной топологии DC/DC-преобразователей напряжения. Эффективным средством снижения выходных пульсаций является «перекос» вторичных обмоток силового трансформатора, при этом зазор в сердечнике должен быть увеличен. Применение перечисленных мер позволяет DC/DC-преобразователям напряжения успешно конкурировать с топологией мостового преобразователя напряжения с фазовым сдвигом до выходной мощности 2000 Вт.

Литература
  1. Мелешин В. И. Транзисторная преобразовательная техника. М.: «Техносфера». 2005.
  2. Korotkov S., Meleshin V., Nemchinov A., Fraidlin S. Small-Signal Modeling of Soft-Switched Asymmetrical Half-Bridge DC-DC Converter». APEG. 1995.
  3. Miftakhutdinov R., Meleshin V., Nemchinov A., Fraidlin S. Modified Asymmetrical ZVC Half-Bridge DC-DC Converter. APEG. 1999.
  4. Mao H, Deng S., Abu-Qahoug Y. A., Batarseh I. A Modified ZVC Half-Bridge DC-DC Converter. APEG. 2004.
  5. Yang B., Xu P., Lee F. Range Winding for Wide Input Range Front End DC/DC Converter. APEG. 2001.
  6. Korotkov S., Meleshin V., Miftakhutdinov R., Fraidlin S. Soft-Switched Asymmetrical Half-Bridge DC/DC Converter: Steady-State Analysis. An Analysis of Switching Processes. Telescon. 1997.
  7. Eberle W., Han Y., Lin Y.-F., Ye S. An Ocrall Study of the Asymmetrical Half-Bridge with Unbalanced Transformer Turns under Current Mode Control. APEG. 2004.
  8. Положительное решение о выдаче патента на изобретение по заявке № 2004127696/09 (030 159). Патентообладатель — ЗАО «Связь инжиниринг».
  9. Положительное решение о выдаче патента на изобретение по заявке № 2005 103939/09 (005 186). Патентообладатель — ЗАО «Связь инжиниринг».
  10. Meleshin V., Ovchinnikov D. Improved Asym-metrical Half-Bridge Converters. PEDS 2005.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *