Многоуровневые преобразователи: схемы, особенности применения, алгоритмы управления. Часть 1

Введение

В настоящее время двухуровневая топология (2L-VSC) инверторов на основе IGBT доминирует в тяговых приводах. Трехуровневые системы с фиксированной нейтралью (3L-NPC VSC) в основном применяются в средневольтовом (MV) диапазоне. Преимущества этих топологий очевидны: простота силового каскада, большой выбор стандартных низко­вольтных модулей, надежные типовые решения для управления и защиты. Кроме того, им свойственны переходные перенапряжения при коммутации силовых ключей, высокие потери переключения и плохой гармонический спектр, создающий дополнительные потери в двигателе. Известные проблемы связаны с перенапряжениями в кабелях и электрических машинах, а также с паразитными токами в подшипниках, создаваемыми крутыми переходным процессами.

Многоуровневые преобразователи (MLC, MLI) приобретают все большую популярность, поскольку предлагают наилучшее сочетание параметров для MV-приложений. Такие схемы обеспечивают коммутацию при существенно меньших перепадах напряжения, формируют сигнал с низким уровнем гармоник. Одно из главных преимуществ топологии MLI — отсутствие последовательного соединения ключей. К их достоинствам можно отнести и лучшее качество выходного напряжения, меньший уровень электромагнитных помех (EMI) и снижение общих потерь системы. Однако широкое распространение MLI-преобразователей сдерживается ввиду сложности алгоритмов управления и большего количества полупроводниковых приборов по сравнению с 2L-VSC и 3L-NPC.

Сегодня на рынке предлагаются различные типы силовых полупроводниковых приборов (IGBT, GTO, IGCT, SiC — рис. 1) и топологий преобразователей (2L-VSC, 3L-NPC VSC, 3L-FLC VSC, 4L-FLC VSC, SCHB VSC). Однако до сих пор никто не проводил их детальный сравнительный анализ, поэтому целью данной работы является сопоставление наиболее распространенных 2-L, 3-L низковольтных схем, а также многоуровневых систем для средневольтовых применений. Показано, как на основании технических требований следует выбирать структуру конвертера, тип полупроводниковых ключей, как рассчитывать параметры звена постоянного тока и моточных изделий. Кроме того, производится расчет и сопоставление количества активных и пассивных компонентов, уровня потерь и КПД преобразователей.

Рис. 1. Диапазон применения доступных силовых полупроводниковых ключей

Топологии MV-конверторов и силовые ключи

Многоуровневые средневольтовые преобразователи, используемые в диапазоне высоких мощностей, появились в середине 1980-х. Они формируют высокие уровни напряжения с улучшенным гармоническим составом, что уменьшает стресс для изоляции двигателей. Однако на первый взгляд надежность и эффективность работы таких систем должна быть ниже из-за большего количества полупроводниковых ключей.

В диапазоне промышленных применений малой и средней мощности (300 кВ·А — 30 МВ·А) предлагаются различные топологии VSC: двухуровневые (например, Alstom), трехуровневые с фиксированной нейтралью 3L-NPC (например, ABB, Alstom, Siemens), четырехуровневые с «плавающими» конденсаторами 4L-FLC VS (например, Alstom: SYMPHONY), а также VSC на базе последовательно соединенных H-мостов SCHB VSC (самая известная топология MLI принадлежит Toshiba/Robicon). Один из ведущих мировых производителей (Allen Bradley) также предлагает автоколебательные инверторы тока (CSI).

В то время как IGCT с рабочим напряжением 4,5; 6 и 6,5 кВ главным образом используются в схемах 3L-NPC VSC и CSI, высоковольтные HV-IGBT 25, 33, 45 и 65 класса работают в системах 2L-VSC, 3L-NPC VSC и 4L-FLC VSC.

Низковольтные IGBT (LV-IGBT) с рабочим напряжением 1200 и 1700 В чаще всего применяются в многоуровневых конвертерах SCHB VSC. В секторе средневольтовых промышленных приводов наибольшее распространение получили три топологии: 3L-NPC VSC, 4L-FLC VSC и SCHB VSC, последняя схема во многих источниках называется просто MLI (Multi-Level Inverter).

Трехуровневые преобразователи выпускаются несколькими крупными производителями, например, АВВ использует эту топологию в системах ACS 1000 и ACS 6000 (диапазон напряжений и мощностей: 2,3–4,16 кВ, 315 кВ·А — 27 МВ·А). Такую же топологию имеет преобразователь Siemens SIMOVERT MV (диапазон напряжений и мощностей: 2,3–6,6 кВ, 660 кВ·А — 9 МВ·А). Аналогичные изделия выпускаются и в азиатском регионе, в частности компанией Mitsubishi.

В 2-L-конвертерах применяются высоко­вольтные ключи с относительно низкой частотой коммутации. К недостаткам этой простой топологии можно отнести необходимость в большом выходном LC-фильтре в моторных приводах. Схемы 3L-NPC, 4L-FLC VSC более привлекательны в тех случаях, когда требуется высокая частота коммутации, низкий уровень гармонических искажений и небольшой фильтр при высоком выходном напряжении.

Главным преимуществом топологии MLI (SCHB) является использование стандартных низковольтных ключей (как правило, IGBT 17-го класса) на низкой частоте коммутации. Как правило, силовой каскад MLI содержит 3–6 (и более) последовательно включенных H-мостовых ячеек, что позволяет формировать выходное напряжение, содержащее 7–13 уровней. Входной изолирующий трансформатор имеет для каждой ячейки отдельную трехфазную обмотку, соединенную с выпрямительным мостом в конфигурации «звезда», «треугольник» и «зигзаг». Подобная схема обеспечивает хорошую форму входного тока и выходного напряжения. К недостаткам можно отнести сложность и высокую стоимость «полноразмерного» многообмоточного трансформатора, а также большое количество полупроводниковых ключей и каналов управления.

Альтернативой упомянутым системам служит гибридный асимметричный многоуровневый преобразователь, объединяющий топологии SCHB и NPC. Подобная комбинация формирует больше уровней напряжения, чем симметричный MLI при аналогичном количестве компонентов. Первые H-мостовые ячейки каждой фазы в схеме SCHB заменяются стойкой NPC-конвертера.

Хотя H-ячейка и стойка NPC-конвертера создают одинаковое выходное напряжение, гибридная несимметричная многоуровневая топология требует меньшего количества отдельных DC-шин и H-ячеек. Это приводит к упрощению сетевого трансформатора и структуры выпрямителей. Данная схема может работать с малой или большой частотой переключения в высоковольтных или низковольтных применениях. Однако остается необходимость в «полноразмерном» входном трансформаторе, очень сложным является и управление.

В таблице 1 даны обобщенные характеристики выпускаемых промышленных MV-приводов, предлагаемых ведущими производителями. Данные системы охватывают номинальную мощность 0,2–40 МВт при напряжении 2,3–13,8 кВ. Они используются в различных отраслях промышленности, таких как тяговые приводы, энергетика и т. д. Тяговые MV-конвертеры в основном питаются от однофазной АС-сети через низкочастотный трансформатор (например, 15 кВ/16–23 Гц или 25 кВ/50 Гц). Также возможно питание от DC-сети, однако проблемой здесь являются очень большие вариации напряжения питания (–30…+40%).

 На рис. 2 показаны две реализации MV-приводов: инвертор 3L-NPC на базе IGBT (SIMOVERT), имеющий стандартизированный диапазон выходной мощности 0,2 ≤7 МВт. На рис. 2б представлен инвертор SCHB (4,16 кВ/7,5 МВт) с пятью идентичными IGBT-ячейками, формирующими 21 уровень линейного выходного напряжения (ASI Robicon).

Рис. 2. MV приводы на базе IGBT:
a) Siemens (3l-NPC, SIMOVERT MV);
б) ASI Robicon (SCHB, Perfect Harmony)

На рис. 3 и 4 представлены наиболее распространенные силовые полупроводниковые приборы и их номинальные характеристики. Биполярные транзисторы (BJT) почти полностью вытеснены модулями с изолированным затвором MOSFET и IGBT. В последние годы идет активное развитие карбидокремниевых технологий (SiC MOSFET, SiC SBD), предназначенных для высокочастотных применений на мощностях до сотен киловатт.

Рис. 3. Классификация силовых полупроводниковых модулей

Рис. 4. Диапазоны мощностей коммерческих силовых полупроводниковых ключей

Новые концепции управляемых MOS-тиристоров, такие как MCT (MOS-controlled thyristor) и MTO (MOS turn-off thyristor), пока не представляют коммерческого интереса. Также выпускаются тиристоры GTO с напряжением 6 кВ для приводных и промышленных применений. Эти приборы отличаются большой плотностью тока, высокой блокирующей способностью и возможностью интеграции обратного диода. Однако из-за необходимости применения громоздких и дорогих снабберных цепей, а также сложности цепи управления GTO вытесняются IGCT. В частности, Mitsubishi предлагает симметричный IGCT с максимальным напряжением 6,5 кВ.

Технически возможно увеличить блокирующую способность IGCT и инверсного диода до 10 кВ. Благодаря защелкиванию тиристора структура GTO обеспечивает меньшие потери проводимости, чем IGBT такого же класса напряжения. Для улучшения динамических характеристик обычных GTO разработаны управляемые по затвору тиристоры (GCT) с очень малой задержкой выключения (около 1,5 мкс). Созданы несимметричные GCT с напряжением 10 кВ и пиковым током до 1 кА, но на рынке доступны только приборы на 6 кВ/6 кА.

Первые IGBT были представлены в 1988 году, сегодня на рынке предлагаются модули с напряжением до 6,5 кВ и номинальным током до 3,6 кА. Эти приборы содержат большое количество параллельных кристаллов IGBT, установленных на керамическую изолирующую подложку. На сегодня данный тип ключей обеспечивает наилучшее сочетание технических и экономических параметров для применения в мощных MV коммутируемых приводах.

На рис. 5 представлена типовая зависимость напряжения преобразователя на базе IGBT и IGCT от номинальной мощности. Как видно из рисунка, LV-IGBT с напряжением до 1700 В обеспечивают весь рынок низковольтных приводов (до 690 В). С другой стороны, модули МV-IGBT могут быть использованы в диапазоне напряжений 1–7,2 кВ и мощностей 200 кВ·А — 7 МВ·А (рис. 4), где они с успехом заменяют GTO.

Рис. 5. Диапазоны применения IGBT и IGCT

Базовые схемы и принципы работы многоуровневых VSC

В этом разделе рассматриваются базовые топологии, коммутационные состояния и способы управления различными типами конвертеров напряжения: 2L-VSC, 3L-NPC VSC, 3L-FLC VSC, 4L-FLC VSC, 9L-SC2LHB VSC.

Двухуровневый конвертер (2L-VSC)

Схема трехфазного 2L-VSC показана на рис. 6. Выходное напряжение каждого полумоста инвертора определяется питанием U_dc и коммутационным состоянием ключа и не зависит от тока нагрузки и его направления.

Рис. 6. Схема 2L-VSC

Как видно на рис. 6, двухуровневый VSC содержит шесть однонаправленных ключей с обратными диодами. Каждый АС-выход (a, b, c) может подключаться к шинам DC+ или DC–. Таким образом, возможное количество состояний преобразователя:

n_sw = N^ph = 2³ = 8,

где N — число уровней напряжения DC-шины, а ph — количество фаз. На рис. 7a показаны восемь положений ключей трехфазного двухуровневого VSC, например, [0 0 1] означает, что S_1a, S_1b выключены, S_1c включен.

Пути положительного и отрицательного фазовых токов i_ph показаны на рис. 7б. В любом состоянии один полупроводниковый ключ проводит ток. Все транзисторы и диоды 2L-VSC находятся под напряжением V_dc. При синусоидальном сигнале максимальный ток ключа/диода равен максимальному фазному току î_ph.

Динамические потери генерируются при переключении транзисторов и диодов, здесь рассматриваются только потери включения и выключения активных ключей и потери восстановления диодов. Распределение коммутационных потерь и потерь проводимости сведено в таблицах 2 и 3 соответственно.

Для положительного тока i_ph > 0 коммутация (+ → –) начинается при открывании T_1x и прохождении тока от T_1x к D_T2x (x = a, b, c). Процесс показан на рис. 7в, где токовый путь активного ключа отмечен жирной линией, а пассивного ключа — штриховой линией. Устройства, создающие потери, выделены окружностью. В отличие от этого коммутация (– → +) инициируется запиранием D_2x и протеканием тока от D_T2x к T_1x.

Рис. 7. 2L-VSC: а) состояния ключей; б) переключение и генерация динамических потерь; в) генерация динамических потерь

В фазе отрицательного тока i_ph< 0 коммутация (+ → –) начинается при запирании D_T1x и прохождении тока от D_T1x к T_2x. В отличие от этого коммутация (– → +) инициируется запиранием T_2x и протеканием тока от T_2x к D_T1x.

Синусоидальная центрированная модуляция

Преобразователь 2L-VSC в режиме ШИМ формирует трехфазный выходной сигнал, меняющийся по амплитуде и частоте при постоянном напряжении питания U_dc. В простейшем случае для получения сбалансированного трехфазного ШИМ треугольный сигнал U_tri сравнивается с тремя опорными синусоидальными сигналами (U_con,a; U_con,b; U_con,c), cдвинутыми по фазе на 120°, как показано на рис. 8a. Коэффициент частотной модуляции m_f и коэффициент амплитудной модуляции m_a определяются как:

m_f =f_tri/f_n                               (2)

m_a =U_con,1/U_tri                     (3)

где U_con,1 — пиковое значение основной гармоники опорного напряжения.

При центрированной синусоидальной модуляции диапазон ограничен m_a ≤ 1. Добавив третью гармонику с 1/6 основной амплитуды, можно расширить ее до теоретического максимума m_a = 1,155. Таким образом, опорное управляющее напряжение на фазу:

U_con,x(t) = U_con,1×[sin(w₁t) + 1/6×sin(3w₁t)].        (4)

Для управления ключами используется следующий алгоритм:

U_con,x > U_tri → S_1x = on (S_2x = off) → U_xm = U_dc/2 (x = a,b,c);          (5)

U_con,x< U_tri → S_1x = off (S_2x = on) → U_xm = –U_dc/2 (x = a,b,c).         (6)

Поскольку два ключа никогда не блокируются одновременно, выходное напряжение U_xM изменяется между двумя значениями (U_dc/2 и –U_dc/2). Сигналы на затворах (V_g1,x и V_g2,x) и последовательность импульсов показаны на рис. 8б (для m_f = 15).

Рис. 8. Схема 2L-VSC:
a) сигнал управления Ucon, x, треугольное опорное напряжение Utri;
б) импульсы на затворах ключей фазы a;
в) фазное выходное напряжение UaM;
г) линейное выходное напряжение Uab;
д) синфазное напряжение UnM

Форма и спектр выходного сигнала

С помощью следующих выражений можно рассчитать линейные (U_ab, U_bc и U_ca) и фазные (U_an, U_bn, U_cn) напряжения соответственно. Для всех формул в рамках данной работы предполагается соединение нагрузки «звездой» с «плавающей» средней точкой.

U_ab = U_aM – U_bM,                    (7)

U_an = U_aM – U_nM,                    (8)

где синфазное напряжение U_nM рассчитывается как

U_nM = 1/3(U_aM + U_bM + U_cM).          (9)

Следует отметить, что некоторая средняя DC-составляющая, измеряемая относительно шины DC–, присутствует в выходных напряжениях любой из фазных стоек. Эти DC-компоненты подавляются в линейных сигналах, как показано на рис. 8. Формы фазных выходных напряжений (U_aM, U_bM, U_cM) и синфазного сигнала показаны на рис. 8в и 8д соответственно. Предполагается, что оно принимает уровни ±U_dc/2 и ±U_dc/6.

Для устранения четных гармоник коэффициент частотной модуляции f_m должен иметь нечетное значение. Нечетные гармоники в фазных напряжениях такие же, как и на выходах любой из стоек, они центрированы вокруг частоты коммутации и ее кратных (m_f, 2m_f,…), как показано на рис. 9a. Гармоники в линейном напряжении (U_ab, U_bc и U_ca) подавляются благодаря наличию разности фаз между составляющими f_m в выходном напряжении стоек (рис. 9б).

Рис. 9. Гармонический спектр схемы 2L-VSC:
a) фазное выходное напряжение;
б) линейное выходное напряжение

Конвертер напряжения с фиксирующими диодами (DC VSC)

Структура

Конвертер с фиксирующими диодами формирует несколько уровней напряжения посредством подключения фаз к последовательно соединенным конденсаторам. Теоретически эта концепция может быть распространена на любое количество уровней путем увеличения числа конденсаторов.

Одна фаза подобного устройства (рис. 10) состоит из 2(N–1) активных ключей и (N–1)×(N–2) фиксирующих диодов, где N — количество уровней напряжения. Суммарное напряжение DC-шины U_dc распределяется по последовательным конденсаторам C₁, C₂,…, C_(N-1). Соответственно, на выходе формируется напряжение –U_dc/(N–1),…, U_dc/(N–1).

Рис. 10. Фазная стойка N-уровневого конвертера NPC

Однако аппаратная реализация, как правило, ограничивается только тремя уровнями, когда два конденсатора соединены последовательно в звене постоянного тока. Это создает один дополнительный уровень сигнала, соответствующий потенциалу нейтральной точки DC-шины. Такая схема является наиболее распространенной, поэтому для нее был введен специальный термин — «трехуровневый конвертер напряжения с фиксированной нейтралью» (3L-NPC VSC).

Трехуровневый конвертер напряжения с фиксированной нейтралью (3L-NPC VSC)

Схема конвертера 3L-NPC VSC показана на рис. 11. Он содержит 12 однонаправленных активных ключей с инверсными диодами и шесть фиксирующих диодов. Ключи S’_1x, S_2x называются «внешними» (S_out), S_1x, S’_2x — «внутренними» (S_in). Фиксирующие NPC-диоды имеют обозначение D_2x, D_1x. Конвертер имеет нулевую (DC) среднюю точку M1, коммутируемую с фазными выходами, обеспечивая таким образом возможность подключения фазной стойки к одному из трех уровней напряжения.

Рис. 11. Схема 3L-NPC

Главным преимуществом 3L-топологии по сравнению с двухуровневой схемой является то, что каждый ключ блокирует только половину напряжения питания U_dc/2. Недостаток заключается в необходимости балансировки напряжения на последовательно соединенных конденсаторах DC-шины, а также в более сложном способе формирования управляющих импульсов. Одно из решений состоит в простом подключении каждого из конденсаторов к собственному изолированному источнику питания (например, выходу диодного моста, питаемого от вторичного трансформатора). Однако чаще всего используется метод балансировки напряжения за счет алгоритма управления по цепи обратной связи.             

Продолжение следует