Многоуровневые преобразователи: схемы, особенности применения, алгоритмы управления. Часть 2

Часть 1.

Коммутационные состояния

В трехуровневом инверторе два из четырех транзисторов в фазной стойке открыты в любой момент времени. Соответственно, каждый фазный выход (a, б или в) может быть подключен к любой точке банка конденсаторов (M₀, M₁, M₂). Таким образом, число состояний конвертера:

n_sw = N^ph = 3³ = 27

где N — количество уровней напряжения в звене постоянного тока, ph — число фаз. Подключение a-фазы к цепям M₀ и M₂ может быть выполнено путем коммутации транзисторов T_1a и T_2a. Эти состояния, как и в двухуровневом инверторе, формируют фазное напряжение U_xM1 = U_dc/2 или U_xM1 = –U_dc/2 (предполагается, что U_C2 = U_C1 = U_dc/2). Подключение к цепи M₁ выполняется с помощью открывания T_1a и запирания T_2a. Здесь обозначения T_1a и T_2a используются для идентификации транзисторов, а также логики управления (1 = on, 0 = off).

Поскольку транзисторы всегда переключаются попарно, комплементарные ключи обозначены, соответственно, T’_1a и T’_2a. Из рис. 11 первой части статьи видно, что в таком коммутационном состоянии ток a-фазы i_ph,a будет проходить через диод D_1a, если он отрицательный, или через диод D_2a, если ток положительный. Положения ключей для трех возможных состояний каждой фазы приведены в таблице 1.

Прохождение положительных и отрицательных фазовых токов i_ph показано на рис. 1. В нулевом состоянии направление i_ph определяет, какая из нейтралей используется (верхняя или нижняя), поэтому в состоянии «0» оба ключа S_1x и S’_2x должны быть открыты, чтобы обеспечить реверс фазного тока. В любом коммутационном состоянии два последовательных полупроводниковых элемента лежат внутри токового пути, это могут быть два активных ключа или два диода для положительного и отрицательного состояния («+» и «–»). Максимальный ток ключа/диода совпадает с максимальным током фазы , соответственно, этот параметр является исходным при выборе типа транзистора. Распределение потерь проводимости показано в таблице 2.

Рис. 1. Пути токов в 3L-NPC

Динамические потери создаются при переключении транзисторов. Для положительного фазного тока i_ph > 0 коммутация от «+» к «–» (+ → 0 → –) называется «принудительной». В отличие от нее «естественная» коммутация (– →0 → +) создает положительный градиент выходной мощности.

Для последующего обсуждения предполагается положительный фазный ток i_ph > 0. Рассматриваются только потери включения и выключения активных ключей и потери восстановления диодов. Формирование положительного фазного тока i_ph > 0 (+ → 0) начинается с выключения T_2x, ток проходит от T_2x к D_2x. После окончания «мертвого» времени (когда T_2x гарантированно закрыт) T’_2x включается, транзистор T_1x открыт, T’_1x закрыт. В процессе коммутации участвуют только два ключа и диода: T_2x и D_2x. Основные потери выключения создает T_2x. Несмотря на то, что T’_2x включен, он не рассеивает мощность, поскольку не проводит ток после коммутации.

В реверсном режиме (0→ +) все процессы идут в обратном порядке. Сначала выключается T’_2x, а затем после «мертвого» времени — T_2x. Блокировка T’_2x не влияет на фазный ток, который возвращается к положительной шине после включения T_2x. Потери восстановления генерируются в D_2x, а потери включения — в T_2x. Данный процесс показан на рис. 2a, где путь тока активного ключа отмечен жирной линией, а пассивного ключа — пунктирной линией.

Рис. 2. Коммутация и потери переключения 3L-NPC VSC:
a, б) для положительного тока нагрузки;
в, г) для отрицательного тока нагрузки

Генерирующие потери приборы выделены окружностями. Четыре ключа участвуют в процессе коммутации (0 → –, рис. 2б). Он начинается с активного выключения T_1x, когда ток направляется через D_2x и T_1x к D’_T1x и D’_T2x. Транзистор T’_2x уже открыт; T’_1x включается после «мертвого» времени. Потери включения генерируются в T_1x.

Хотя диод D_2x, последовательный с T_1x, также выключается, он не создает заметных потерь восстановления, поскольку к нему не прикладывается напряжение после коммутации. Аналогично при реверсе тока (– → 0) все происходит в обратном порядке: T’_1x закрыт, T_1x включается после «мертвого» времени. После его отпирания фазный ток коммутируется с D’_T1x и D’_T2x обратно к D_2x и T_1x. Оба последовательных диода D’_T1x и D’_T2x выключены, но только D’_T1x берет на себя обратное напряжение. Таким образом, D’_T1x генерирует потери восстановления, T_1x — потери включения (рис. 2б). Процесс коммутации при отрицательном фазном токе проиллюстрирован на 2в, г. Распределение коммутационных потерь представлено в таблице 3. Отметим, что все процессы NPC VSC можно объяснить на примере базовой ячейки, состоящей из одного активного ключа и одного диода.

Центрированная синусоидальная модуляция

Опорное напряжение, необходимое для формирования сбалансированного трехфазного выходного ШИМ-сигнала, представлено следующим выражением:

 — пиковое значение основной гармоники опорного напряжения. Для формирования управляющих импульсов два тре­угольных сигнала U_tri,up и U_tri,low сравниваются с тремя синусоидами, сдвинутыми по фазе на 120°, как показано на рис. 3a (для m_f = 15). Для управления ключами используется следующий алгоритм:

U_con,x > U_tri,up (S_2x = on, S_1x = off) → U_xM1 = U_dc/2

U_con,x< U_tri,low (S’_2x = on, S’_1x = off) → U_xM1 = -U_dc/2

Иначе U_xM1 = 0 (x = a,b,c).

Рис. 3. Эпюры сигналов 3L-NPC VSC:
a) напряжение управления Ucon,x, опорные треугольные сигналы Utri,up и Utri,low;
б) импульсы управления в фазе a;
в) фазное выходное напряжение UaM1;
г) линейное выходное напряжение Uab; д) синфазное напряжение UnM1

Положительная полуволна синусоиды формируется переключением соответствующей фазной стойки между положительным «+» и нулевым «0» состоянием, а отрицательная полуволна — переключением между нулевым «0» и отрицательным «–» состоянием. Средняя частота коммутации прибора равна половине частоты несущей, наблюдаемой на выходе.

Импульсы управления затворами IGBT в фазе «а» показаны на рис. 3б, выходные сигналы трехфазного 3L-NPC — на рис. 3в, г. Линейные выходные напряжения трехуровневого конвертера, например

U_ab =U_aM1 – U_bM1,

состоят из пяти уровней: +U_dc, +U_dc/2, 0, –U_dc/2, –U_dc (рис. 3г).

Амплитуда линейного напряжения достигает ±U_dc, промежуточные уровни формируются путем соединения фазы с нейтралью M₁. Сравнение линейных сигналов на рис. 3г с аналогичными кривыми в двухуровневом преобразователе раскрывает преимущества схемы 3L-NPC. Перепады линейного напряжения (U_dc/2) здесь в два раза меньше, чем в двухуровневом конвертере (U_dc), соответственно, уменьшаются динамические потери.

Синфазная составляющая фазного напряжения между узлом «n» соединенной звездой нагрузки и нейтралью M₁ конвертера (рис. 3д) вычисляется как:

U_nM1 =1/3(U_aM1 + U_bM1 +U_cM1).

Фазное напряжение на рис. 3в:

U_an =U_aM1 – U_nM1.

Линейный сигнал содержит девять уровней: ±2U_dc/3, ±U_dc/2, ±U_dc/3, ±U_dc/6 и 0.

Синфазное напряжение принимает уровни ±U_dc/2, ±U_dc/3, ±U_dc/6, однако оно достигает максимума при соединении всех трех фаз с положительной или отрицательной шиной питания. Нечетные гармоники в фазном сигнале центрированы вокруг частоты переключения и ее кратных (m_f, 2m_f, 3m_f,…), как показано на рис. 4a. Некоторые доминирующие гармоники подавляются в линейном напряжении (U_ab, U_bc и U_ca, рис. 4б).

Рис. 4. Гармонический спектр 3L-NPC VSC:
a) фазное выходное напряжение;
б) линейное выходное напряжение

Особенности управления 3L-конвертера

Примечание: в этом разделе для упрощения мы будем пользоваться позиционными обозначениями элементов, показанными на рис. 6, 7.

Алгоритмы управления 3L-схемой сложнее, чем у обычного двухуровневого преобразователя, в котором верхний и нижний IGBT в стойке всегда включаются инверсно. Здесь длительность открытого состояния определенных ключей (Т2 и Т3) зависит от cos φ (вплоть до полупериода, когда cos φ = 1), а количество возможных состояний в этом случае увеличивается до 16. Некоторые из них являются допустимыми, некоторые — опасными, а ряд состояний может привести к отказу ключей (табл. 4).

Допустимые состояния:

• все IGBT закрыты, конвертер выключен;
• Т2 или Т3 включаются по одному;
• два непосредственно соединенных IGBT открыты (Т1/Т2, Т2/Т3, Т3/Т4).

Потенциально опасные состояния:

• Т1 или Т4 включаются по одному или вместе;
• включаются два не связанных непосредственно IGBT (Т1/Т3 или Т2/Т4).

Последствия от возникновения этих событий зависят от состояния ключей в других фазах.

Деструктивные состояния:

• открываются три непосредственно соединенных IGBT (Т1/Т2/Т3 → замыкание верхней половины DC-шины, Т2/Т3/Т4 → замыкание нижней половины DC-шины);
• открываются три не связанных непосредственно IGBT (Т1/Т2/Т4 → полное DC-напряжение прикладывается к Т3, Т1/Т3/Т4 → полное DC- напряжение прикладывается к Т2);
• открываются все 4 IGBT → замыкание DC+, DC- и N-цепей.

Коммутационные циклы и пути протекания тока

На рис. 5 показаны эпюры синусоидального напряжения (красная) и тока (синяя) при работе инвертора на индуктивную нагрузку. Если cos φ = 1, то ток и напряжение синфазны, при этом активны рабочие зоны 1 и 3, если cos φ = –1 (фазовый сдвиг 180°), активными являются рабочие зоны 2 и 4.

Рис. 5. Рабочие зоны напряжения и тока

В диапазоне cos φ от –1 до 1 соответственно меняется фазовый угол, который определяет временные характеристики четырех рабочих зон. Коммутационные состояния и пути протекания тока для всех случаев перечислены ниже:

1. Ток и напряжение больше 0 (V > 0, I > 0):

2L: TTOP↔DBOT;

3L: T1/T2 ↔ D5/T2

(короткий путь коммутации).

2. Напряжение меньше, а ток больше 0 (V< 0, I > 0):

2L: TTOP↔DBOT;

3L: D5/T2 ↔ D3/D4

(длинный путь коммутации).

3. Ток и напряжение меньше 0 (V< 0, I< 0):

2L: TBOT↔DTOP;

3L: T3/T4 ↔ T3/D6

(короткий путь коммутации).

4. Напряжение больше, а ток меньше 0

(V > 0, I< 0):

2L: TBOT↔DTOP;

3L: T3/D6 ↔ D1/D2

(длинный путь коммутации).

Если в «коротком» цикле работает только один из двух активных ключей (например, Т1 ↔ D5), ток через другие активные полупровод­ники не меняется (например, Т2). В «длинном» пути (например, D5/T2 ↔ D3/D4) будет изменяться состояние обоих ключей. Термин «короткий/длинный путь», по сути, означает геометрическую длину цепи протекания тока. При этом «короткая» коммутация происходит в верхней или нижней половине 3L-стойки, а ток «длинной» цепи протекает между верхней и нижней половиной.

Короткий цикл коммутации (рис. 6) в верхней половине фазы (полупроводники 1, 2 и 5) замыкается между Т1 и D5; ток течет от шины DC+ через Т1 и Т2 к АС-терминалу, пока транзистор Т1 открыт. Когда он закрывается, ток перенаправляется в фиксирующий диод D5; он течет от нейтрали через D5 и Т2 к АС-выходу. При этом Т2 открыт постоянно и выходной ток имеет положительное направление.

Рис. 6. Короткий путь коммутации

Длинная цепь коммутации для положительного выходного тока (рис. 7) замыкается между D5/Т2 в верхней половине стойки и D3/D4 в нижней половине, то есть проходит через все ключи.

Рис. 7. Длинный путь коммутации

Формирование импульсов управления

Как было показано ранее, простейшим способом формирования импульсов управления IGBT в плече 3L-инвертора является сравнение двух симметричных (относительно 0) опорных треугольных напряжений с синусоидой (рис. 8). Данный принцип генерации ШИМ-сигнала носит название PD (Phase Disposition). В то время как «внешние» транзисторы Т1 и Т4 коммутируют ток в активной фазе, «внутренние» IGBT (Т2, Т3) могут постоянно находиться во включенном состоянии. В зависимости от угла проводимости это состояние может продолжаться вплоть до полупериода синусоиды (180°).

Рис. 8. Эпюры токов и напряжений 3L-схемы при управлении по методу PD

При запуске 3L-инвертора, когда все ключи закрыты, один из «внутренних» IGBT может быть включен первым (Т2 для положительного выходного сигнала). Спустя короткий промежуток времени (Т2 полностью включен) импульс управления подается на Т1. Для выключения используется обратная последовательность, причем перед открытием Т2 необходимо убедиться, что Т1 полностью закрыт. Это может обеспечиваться выключением Т2 на короткое время (1–3 мкс) после подачи запирающего сигнала на Т1.

Если «внутренние» IGBT (Т2 или Т3) будут выключены раньше, чем соответствующие «внешние» (T1 или Т4), то они окажутся под полным напряжением DC-шины. При недостаточной блокирующей способности транзисторов это может привести к пробою.

Кроме того, сигналы, подаваемые на затворы транзисторов Т1 и Т3 (Т2 и Т4 соответственно), являются инверсными. Схема управления должна гарантировать выключение одного IGBT перед включением второго. В таблице 4 приведены коммутационные состояния, которые могут вызвать выход транзисторов из строя.

В классическом двухуровневом инверторе также существует ряд состояний, когда силовые транзисторы должны быть немедленно выключены:

• перегрев;
• перегрузка по току;
• короткое замыкание (КЗ) нагрузки (выход транзисторов из насыщения).

Любое из этих событий должно быть предотвращено и в 3L-схеме, однако в ней нужно соблюдать определенную последовательность запирания IGBT. Первыми должны отключаться «внешние» транзисторы (Т1 или Т4), и только потом — «внутренние» (Т2 или Т3), что необходимо для исключения пробоя по напряжению.

Перегрев или медленное нарастание тока нагрузки не требуют мгновенной реакции схемы защиты, они детектируются термодатчиком и токовым сенсором и предотвращаются управляющим контроллером. Ток КЗ, приводящий к выходу IGBT из насыщения (Desaturation), должен быть прерван в течение менее 6 мкс для тонкопленочных транзисторов, что является функцией драйвера затворов. Когда один из внешних IGBT (Т1 или Т2) переходит в линейный режим, его необходимо отключить мгновенно, а через 1–3 мкс следует закрыть и внутренние транзисторы (Т3 и Т4).

Реализация алгоритма усложняется, если из насыщения первыми выходят Т2 или Т3: когда драйвер детектирует состояние DESAT, он должен одновременно получить информацию о состоянии соответствующего «внешнего» ключа. Если он открыт, то выключение должно происходить мгновенно, далее, спустя 1–3 мкс, драйвер закрывает и «внутренний» транзистор.

При наступлении любого аварийного состояния драйвер формирует сигнал неисправности, используемый контроллером для отключения всех остальных IGBT и перевода конвертера в безопасное состояние.

Защита от перенапряжения

При прерывании тока в любой цепи 3L-инвертора (при отключении IGBT или диода) напряжение на этом участке возрастает. Перенапряжение возникает вследствие накопления энергии в распределенной индуктивности длинного или короткого пути протекания тока.

Величина запасенной энергии пропорциональна квадрату тока и величине L_S в соответствии с выражением:

Коммутационный всплеск, амплитуда которого зависит от индуктивности и скорости выключения:

добавляется к напряжению DC-шины. Получившееся суммарное значение V_DC + V_ovl может превысить величину блокирующего напряжения ключа, что приведет к его пробою.

Поскольку длина коммутационных цепей 3L-инвертора больше, чем у 2L, соответственно, выше и значение распределенных индуктивностей. В первую очередь это относится к «длинным» путям (T2/D5 ↔ D3/D4 или T3/D6 ↔ D1/D2). Если уровень перенапряжения остается критичным, его необходимо снижать с помощью снабберов или цепей активного ограничения. Снабберные конденсаторы подключаются между цепями DC+ и N и соответственно N и DC–, они должны располагаться предельно близко к терминалам модуля.

Цепь активного ограничения (рис. 9) состоит из нескольких последовательных диодов-супрессоров, подключенных между коллектором и затвором IGBT. Их суммарное напряжение V_{BR_tot} должно быть немного ниже блокирующей способности транзистора, но выше рабочего напряжения с учетом всех допусков. Если коммутационный всплеск сигнала, образующийся при выключении IGBT, превышает величины V_{BR_tot}, на затвор IGBT начинает поступать ток, открывая транзистор. При этом он переходит в линейный режим, принимая на себя энергию паразитной индуктивности до тех пор, пока L_S полностью не разрядится. Недостатком данного метода является рассеяние большой мощности на проводящем ключе и возможность возникновения дребезга после его запирания.

Рис. 9. Упрощенная схема активного ограничения

Расчет потерь 3L-инвертора

Вычисление температуры перегрева кристаллов 3L-схемы производится в несколько этапов. В первую очередь определяется среднее I_av и среднеквадратичное I_rms значение тока каждого IGBT и диода. На основе этих величин осуществляется расчет статических и динамических потерь, полученные данные используются для определения температуры радиатора, корпуса модуля, кристаллов.

Общие принципы анализа мощности потерь и тепловых режимов для 2L- и 3L-устройств одинаковы, различия касаются методик расчета токов кристаллов. Каждое фазное плечо трехуровневой схемы содержит 10 ключей (четыре последовательно соединенных IGBT с антипараллельными диодами + два фиксирующих диода), в то время как классический полумост состоит из четырех ключей. Следствием этого становится большее количество коммутационных режимов для каждого полупроводника и более сложные пути прохождения тока.

Основные выражения для расчета среднего (avg) и эффективного (rms) значения тока показаны ниже:

В таблице 5 приведены формулы для расчета статических и динамических потерь каждого из 10 ключей с учетом коэффициента заполнения управляющих импульсов и фазового угла.

Приведенные выше формулы справедливы для коэффициента модуляции М = 0–1, который связан с напряжением DC-шины и выходным rms-сигналом следующим соотношением:

Типовые значения K_V, K_I, G_I для IGBT и диодов модулей MLI SEMIKRON показаны в таблице 6.

Возможность теплового расчета различных вариантов 3L-схемы предусмотрена в программе теплового расчета SEMiSEL (рис. 10). Программа предлагает пользователю несколько режимов работы, включающих тепловое моделирование, выбор силового ключа (Device Proposal), а также готовой сборки (StackSel). Самым важным этапом проектирования является расчет потерь мощности и температуры перегрева, в интернетовской версии он носит название Step by Step Design. Дистрибутив программы можно получить в центре технической поддержки SEMIKRON.

Рис. 10. Задание режимов схемы 3L NPC в программе SEMiSEL

Концепция трехуровневого преобразователя, несмотря на кажущуюся сложность, имеет очевидные технические преимущества в высокочастотных схемах и в преобразователях с высокими требованиями к качеству выходного сигнала. В последнее время преобразователи 3L NPC стали все более активно применяться в источниках бесперебойного питания (UPS) и солнечных энергетических станциях, что вызвано высокими требованиями по КПД и качеству выходного сигнала данных устройств. Снижение уровня гармонических искажений достигается за счет увеличения частоты коммутации f_sw, что в свою очередь ведет к росту динамических потерь. Многоуровневая схема позволяет при относительно низком значении f_sw решить эту проблему и, кроме того, уменьшить требования к синусоидальному фильтру, габариты и стоимость которого вносят существенный вклад в показатели всего изделия. Еще одним достоинством 3L-топологии является низкий уровень излучаемых электромагнитных шумов, что особенно важно для таких применений, как UPS.

Поскольку в цепи коммутации трехуровневой схемы участвуют четыре полупроводниковых ключа, потери проводимости данной схемы несколько выше, чем у традиционной двухуровневой. Однако существенное снижение потерь переключения позволяет уменьшить общее значение рассеиваемой мощности примерно на 40%, и это достоинство особенно ярко проявляется на высоких частотах коммутации.

В низковольтном диапазоне применительно к таким устройствам, как UPS, трехуровневая схема оказывается предпочтительнее и с экономической точки зрения, поскольку общая стоимость 600-В специализированных силовых ключей примерно на 25% ниже, чем трех стандартных полумостов 12-го класса. Кроме того, применение компонентов в конфигурации MLI упрощает конструкцию соединительных шин и всего инвертора.

Продолжение следует