Снижение уровня динамических потерь: «мягкая» коммутация и снабберы

Пассивные снабберные цепи

В схемах, где в качестве силовых ключей используются обычные или запираемые по затвору тиристоры (GTO), наличие снабберных цепей необходимо для обеспечения работы в пределах области безопасной работы (Safe Operating Area, SOA или ОБР). В противоположность этому рамки ОБР для современных IGBT и MOSFET допускают их коммутацию при полном токе и напряжении без применения внешних цепей формирования траектории переключения. В этом случае снабберы используются для снижения динамических потерь, ограничения коммутационных перенапряжений, а также для симметрирования при последовательном соединении.

На рис. 1 показана схема понижающего DC/DC-конвертера с пассивной снабберной цепью для снижения потерь при включении и выключении.

Рис. 1. Понижающий DC/DC-конвертур с пассивными снабберными цепями

Потери включения (RLD-снабберы)

Рассмотрим работу схемы, начиная с момента, когда IGBT закрыт (V_CE ≈ V_DC) и ток нагрузки I_Load замыкается через оппозитный диод. При включении транзистора диод запирается и I_Load начинает протекать через IGBT. С ростом тока коллектора почти все напряжение коммутации (вплоть до V_DC) может прикладываться к снабберной индуктивности L, соответственно, напряжение «коллектор-эмиттер» V_CE быстро падает почти до нулевого уровня. Одновременно индуктивность ограничивает скорость нарастания тока di/dt. Таким образом, оба этих фактора позволяют существенно снизить потери включения транзистора. При этом уменьшаются и потери выключения оппозитного диода, поскольку меньшее значение di/dt транзистора ограничивает пиковый ток обратного восстановления.

Индуктивный снаббер эффективно работает даже при очень небольшом номинале (порядка нескольких микрогенри). Параллельно дросселю устанавливается RD-цепочка, необходимая для его перезаряда и ограничивающая уровень перенапряжения IGBT и диода при выключении.

При выборе номиналов LRD-снабберов нужно пользоваться следующими рекомендациями:

• Индуктивность L следует выбирать минимально возможной, обеспечивающей только снижение потерь.
• Собственная паразитная емкость снабберной цепи должна быть минимальной.
• Параметры R и L определяют постоянную времени (t = L/R), необходимую для сброса энергии индуктора. Одновременно они задают минимальное время выключения t_off IGBT (ограничение скважности), обеспечивающее эффективное снижение потерь включения (отсутствие остаточного тока L). Увеличение R приведет к уменьшению минимального значения t_off IGBT, однако при этом растет напряжение на ключе и рассеиваемая им мощность.

Потери выключения (RСD-снабберы)

Исходным является состояние, когда IGBT открыт и проводит весь ток нагрузки, который после его выключения замыкается через оппозитный диод. В это же время он коммутируется в параллельную транзистору DC-цепь, что приводит к одновременному снижению тока коллектора и скорости нарастания напряжения dv/dt «коллектор–эмиттер», а соответственно и к уменьшению потерь выключения транзистора. Уменьшение величины E_off достигается при правильном выборе емкости снаббера, которая в этом случае во многом зависит от технологии IGBT. В конце цикла коммутации напряжения оппозитный диод включается с незначительными потерями и берет на себя ток снабберной емкости. При следующем включении транзистора большая часть энергии, запасенной в емкости, рассеивается резистором R.

При выборе номиналов LСD-снабберов нужно пользоваться следующими рекомендациями:

• Емкость С должна выбираться минимально возможной, обеспечивающей только снижение потерь.
• В снабберной цепи следует устанавливать быстрый диод с низким напряжением прямого восстановления.
• Конденсатор должен иметь высокий ток пульсаций и малую собственную индуктивность.
• Паразитную индуктивность снабберной цепи нужно свести к минимуму.
• Параметры R и С определяют постоянную времени (t = R × С), необходимую для сброса энергии емкости. Одновременно они задают минимальное время включения t_on IGBT (ограничение скважности), обеспечивающее эффективное ограничение потерь выключения (отсутствие остаточного напряжения на С). Снижение R приведет к уменьшению минимального значения t_on IGBT, однако при этом растет ток ключа и рассеиваемая им при включении мощность.

Еще раз отметим, что номиналы L и C снабберов следует выбирать минимально возможными, их неоправданное увеличение ведет к затягиванию времени коммутации!

В описанных выше схемах с простыми снабберными цепями основная доля запасенной в них энергии рассеивается в виде тепла на резисторе R и небольшая часть — на силовом ключе. Это приводит к снижению эффективности системы, несмотря на то, что наличие снабберов частично снижает потери в транзисторах. Применение пассивных цепей позволяет повысить частоту коммутации за счет переноса части рассеиваемой мощности из полупровод­никового ключа в резистор снаббера.

В литературе описаны варианты «нерассеивающих» снабберов, энергия в которых запасается в резонансных цепях и сбрасывается в емкость DC-шины. Однако из-за сложности реализации такие схемы редко используются на практике [72].

Режимы «мягкой» коммутации

Еще одной возможностью снижения потерь в полупроводниковых ключах является применение режимов «мягкой» коммутации. Этот термин означает, что переключение силового транзистора производится при нулевом напряжении (ZVS) или нулевом токе (ZCS) (рис. 2–6). Существует много вариантов схем, где реализованы данные принципы работы, в общем случае они подразделяются на резонансные и квазирезонансные.

Рис. 2. Рабочая характеристика при «жесткой» коммутации тока и напряжения (IGBT, MOSFET) и типовая схема инвертора напряжения

Особенности режима ZVS (рис. 3):

• процесс коммутации начинается в момент активного запирания ключа, динамические потери снижаются благодаря установке параллельной емкости C_K;
• коммутация заканчивается при пассивном открывании ключа с нулевым напряжением v_K = 0;
• перед началом следующего рабочего цикла в открытом ключе меняется направление тока с повышенной скоростью di/dt;
• индуктивность цепи коммутации L_K должна быть минимальной.

Рис. 3. Рабочая характеристика при мягкой/резонансной коммутации тока и напряжения (ZVS)

Особенности режима ZСS (рис. 5):

• процесс коммутации начинается в момент активного отпирания ключа, динамические потери снижаются благодаря установке последовательной индуктивности L_K;
• процесс коммутации заканчивается при пассивном закрывании ключа с нулевым током I_K = 0;
• перед началом следующего рабочего цикла у открытого ключа меняется полярность напряжения с повышенным значением dv/dt;
• емкость цепи коммутации С_K должна быть минимальной.

Рис. 4. Примеры схем с ZVS-коммутацией, конвертер с параллельным резонансом

Работа конвертера с непрерывным плавным переключением происходит при условии, когда в конвертере используется только один из описанных выше режимов: ZVS (индуктивная коммутация) или ZCS (емкостная коммутация). Вследствие этого ограничения потеря одной из возможностей управления (по сравнению с режимом жесткого переключения) считается допустимой. Это происходит только в том случае, когда полярность коммутируемого напряжения V_K или выходного тока I_K меняет знак между двумя идентичными циклами переключения.

Параметры выпускаемых в настоящее время IGBT, MOSFET и диодов оптимизируются для режима жесткого переключения, типовая рабочая характеристика для этого случая показана на рис. 2. Однако исследования, проводимые в последние годы [2, 4, 5], показывают, что поведение кристаллов с различными структурами и технологиями производства в режимах «мягкой» коммутации очень сильно отличается. К сожалению, эти особенности никак не отражены в спецификациях силовых ключей.

Сравнение характеристик на рис. 2, 3 и 5 показывает, что размеры областей, ограниченных положением рабочих точек, заметно отличаются. Их площади отображают относительный уровень динамических потерь, и, как и следовало ожидать, они максимальны в режиме «жесткой» коммутации (рис. 2). При идеальном резонансном переключении рабочие точки расположатся вдоль координатных осей. В реальных режимах резонансного и квазирезонансного переключения рабочая характеристика находится между двумя идеальными состояниями (рис. 3 и 5).

Рис. 5. Рабочая характеристика при мягкой/резонансной коммутации тока и напряжения (ZСS)

Схема управления силовыми модулями должна осуществлять активное выключение MOSFET/IGBT и проводить мониторинг коммутационного напряжения (пассивное включение в режиме ZVS при V_S = 0).

Рис. 6. Примеры схем с ZСS-коммутацией, конвертер с последовательным резонансом

Требования к силовым ключам и драйверам в режиме ZVS и ZCS приведены в таблице.

Модифицированный ZVS-режим

Продолжительность цикла емкостной коммутации можно определить следующим образом:

t_Kc ≈ (C_K × v_K)/i_L,

где: C_K — емкость резонансного контура (определяющая снижение уровня потерь); v_K —коммутируемое напряжение; i_L — коммутируемый ток нагрузки.

Процесс переключения ZVS-конвертера при малых токах нагрузки может длиться нежелательно долго, что ухудшает характеристики схемы. Эта проблема решается за счет применения модифицированного режима ZVS, при котором коммутация прерывается по истечении некоторого времени путем активного включения контура с не полностью перезаряженной емкостью. Недостатком данного решения является рост уровня динамических потерь. Возможная реализация модифицированного ZVS-коммутатора показана на рис. 7.

Рис. 7. Принцип модифицированного ZVS-режима

Схема управления силовыми модулями должна осуществлять активное включение MOSFET/IGBT и проводить мониторинг коммутируемого тока (пассивное выключение в режиме ZСS при i_S = 0).

Модифицированный ZCS-режим

Продолжительность цикла индуктивной коммутации можно определить следующим образом:

t_Ki ≈ (L_K × i_L)/v_K,

где: L_K — индуктивность резонансного контура (определяющая снижение уровня потерь); v_K — напряжение коммутации; i_L — коммутируемый ток нагрузки.

Процесс переключения ZVS-конвертера при малых напряжениях коммутации или больших токах нагрузки может длиться нежелательно долго, что ухудшает характеристики схемы. Эта проблема решается за счет применения модифицированного режима ZСS, при котором коммутация прерывается по истечении некоторого времени путем активного прерывания тока в индуктивности. Недостатком данного метода является рост уровня динамических потерь. Во многих практических реализациях подобных схем силовые ключи имеют защиту от перенапряжения. Принцип работы модифицированного ZСS-коммутатора поясняется на рис. 8.

Рис. 8. Принцип модифицированного ZCS-режима

Динамические характеристики PT и NPT IGBT в режиме ZVS

Для реализации режима ZVS силовой ключ должен активно включаться драйвером затвора. Поскольку модуляция проводимости в n^——базе не может происходить без протекания тока, IGBT будет реагировать на фронт di/dt всплеском прямого напряжения, чему соответствует увеличение потерь включения на данном временном интервале (прямое восстановление). Динамическое перенапряжение, время модуляции проводимости и, следовательно, уровень рассеиваемой мощности зависят в основном от степени легирования n^—-базы, производительности эмиттера, времени жизни носителей заряда, скорости нарастания тока di/dt, условий нагрузки и температуры.

Транзисторы NPT IGBT, характеризующиеся низкой эффективностью эмиттера и большим временем жизни носителей, отличаются относительно малыми всплесками напряжения прямого восстановления (рис. 9а). Однако длительность процесса включения при этом достигает 10 мкс и более. В противоположность этому перенапряжение при включении PT IGBT может превышать стационарное значение в 30–40 раз (высокая эффективность эмиттера, короткое время жизни носителей), но сам процесс занимает всего около 100 нс (рис. 9б). Конфликт между пиком прямого напряжения и временем включения приводит к тому, что потери мощности в PT- и NPT-структурах доминируют в общем значении мощности рассеяния, особенно на высоких частотах коммутации (рис. 10а, б).

Рис. 9.
а) Фронт тока di/dt для 1200 В/50 А NPT IGBT (di/dt = 50 А/мкс, i_L = 50 A);
б) фронт тока di/dt для 1200 В/50 А PT IGBT (di/dt = 50 А/мкс, i_L = 50 A)

Если для защиты ZVS-ключа от короткого замыкания используется стандартный метод мониторинга напряжения насыщения V_CEsat, то схема управления затвором должна быть блокирована на время нарастания тока di/dt для исключения ложных срабатываний.

Рис. 10.
а) Амплитуда динамического прямого напряжения для 1200 В/50 А NPT и РТ IGBT в зависимости от di/dt ( i_L = 30 A);
б) потери включения для 1200 В/50 А NPT и РТ IGBT в зависимости от di/dt ( i_L = 30 A)

Активное отключение IGBT в резонансном режиме

В процессе активного плавного отключения IGBT ток может коммутироваться в параллельную емкость C_K при пониженной скорости нарастания напряжения «коллектор–эмиттер» dv/dt, обеспечивая таким образом уменьшение динамических потерь. Свойства «хвостового» тока, т. е. процесс рассасывания запасенного в IGBT заряда после блокирования MOSFET-канала, определяются в первую очередь значением dv/dt.

При увеличении емкости контура снижается начальная амплитуда «хвостового» тока (сравнимого с током заряда емкости IGBT и снаббера), но одновременно растет его длительность. У NPT-структур с большим временем жизни носителей это приводит к нежелательному увеличению динамических потерь (рис. 11а и 12). В противоположность этому осциллограммы на рис. 11б показывают, что «хвостовой» ток в ключах РТ IGBT может упасть до нуля до того, как величина V_CE достигнет уровня внешнего напряжения коммутации. Результаты тестов 1200 В/50 А PT IGBT-модулей демонстрируют, что при емкости контура С_K = 30 нФ потери выключения снижаются на 50% по сравнению с режимом «жесткой» коммутации (рис. 12). Для NPT IGBT снижение составляет около 20%.

Рис. 11.
а) Плавное отключение 1200 В/50 А NPT IGBT при С_K = 47 нФ;
б) плавное отключение 1200 В/50 А РТ IGBT при С_K = 30 нФ

Рис. 12.
а) Потери выключения 1200 В/50 А IGBT в зависимости от С_K (v_K = 500 B, i_L = 50 A);
б) потери выключения относительно «жесткого» режима коммутации 1200 В/50 А IGBT в зависимости от С_K (v_K = 500 B, i_L = 50 A). E_off = f(C_K) при V_DC = 600 B, I_C = 300 A, R_Goff = 3 Ом

По рис. 13 видно, что существует очевидная разница в поведении различных IGBT в режиме плавного отключения ZVS на высоких частотах. Поэтому при выборе конкретного типа силового ключа для данного применения надо обращать особое внимание на его динамические и статические характеристики. В [3] показано, что в ZVS-режимах традиционные Trench FS транзисторы оказываются вполне конкурентными с NPT и PT IGBT.

Рис. 13. Сравнение потерь выключения и их снижения для основных типов IGBT (1200 В/300 А).
Рабочие режимы: V_DC = 600 B, I_C = 300 A, характеристики управления идентичны

MOSFET в режиме ZVS

Структура MOSFET является униполярной, ей не свойственно накопление и рассасывание заряда, что накладывает определенную специфику на применение в ZVS-режиме [5]:

• Отсутствует динамическое прямое перенапряжение при включении с нулевым напряжением и повышенной скоростью изменения тока di/dt.
• Сравнение с IGBT аналогичного токового диапазона показывает, что потери выключения у MOSFET с коммутируемым конденсатором в несколько нанофарад практически отсутствуют. Часть этой величины приходится на относительно высокую выходную емкость полевого транзистора.
• Режим, когда закрытый транзистор находится под действием крутого фронта dv_DS/dt, является критическим для MOSFET-структуры; в ZVS-режиме это состояние отсутствует, поэтому MOSFET может закрываться отрицательным напряжением на затворе.

Быстрые диоды в режиме ZVS

В режиме ZVS [5] выключение диодов происходит без одновременного воздействия крутого фронта обратного тока di_rr/dt и обратного напряжения. Следовательно, характеристики обратного восстановления в данном случае не играют такой роли, как при «жесткой» коммутации. Однако хорошие динамические свойства при включении сохраняют свое значение, особенно подходящими с этой точки зрения являются диоды технологии CAL (Controlled Axial Lifetime).

PT и NPT IGBT в режиме ZСS

На рис. 14 приведены осциллограммы плавного включения транзистора NPT IGBT (1200 В/50 А) и зависимость потерь включения от индуктивности цепи коммутации L_K для разных технологий IGBT [3, 6, 7]. Графики показывают заметное снижение величины E_on, причем для разных типов ключей этот показатель практически идентичен при L_K > 3 мкГн. Уровень динамических потерь в режиме «мягкого» переключения составляет примерно 15% от этой величины при «жесткой» коммутации.

Рис. 14.
а) Включение с низкими потерями NPT IGBT (L_K = 3,6 мкГн);
б) потери включения в режиме ZCS в зависимости от коммутируемой индуктивности LK (v_K = 500 B, i_L = 30 A)

В отличие от режима выключения ZVS, процент снижения величины E_on для PT и NPT IGBT в данном случае оказывается одинаково хорошим. В [3] приведены результаты исследований, подтверждающие, что сочетание стандартных FS IGBT с быстрыми диодами обеспечивает минимальный уровень потерь ZCS-коммутатора, для которого особенно важен правильный выбор характеристик диодов. Величина рассеиваемой мощности при включении IGBT здесь в основном определяется фазой динамического насыщения.

При коммутации ZCS-ключа на высоких частотах (или при малой длительности импульса проводимости) основные потери генерируются в процессе динамического насыщения (модуляция проводимости). Это обусловлено тем фактом, что IGBT не успевает достичь состояния статического насыщения.

В [7] представлена концепция драйвера, генерирующего дополнительный ток затвора при динамическом насыщении IGBT, что позволяет снизить мощность рассеяния в этом состоянии примерно на 50%. Момент времени включения такого режима определяется по началу фазы «плато Миллера» на характеристике затвора.

На рис. 15 показаны процессы, происходящие при пассивном запирании ZCS IGBT (с последовательным и антипараллельным диодом) и сопровождающиеся реверсом полярности напряжения коммутации. Видно, что у РТ IGBT остаточный заряд Q_S достаточно мал (короткое время жизни носителей) при появлении на IGBT прямого напряжения блокирования после окончания «времени удержания» t_H, что обуславливает низкий уровень динамических потерь.

Рис. 15. Характеристики выключения 1200 В/50 А NPT и РТ IGBT в одной рабочей точке (t_H = 1,3 мкс, L_K = 10 мкГн)

Зависимость Q_S от t_H показана на рис. 16а, который явно демонстрирует преимущества РТ-структуры. Однако величина накопленного в PT IGBT заряда оказывается в большей степени температурно-зависимой, что ограничивает максимальную частоту коммутации из-за риска т. н. «теплового убегания», особенно при малых значениях t_H (рис. 16б).

Рис. 16.
а) Остаточный заряд NPT и РТ ZCS IGBT в зависимости от времени удержания (v_K = 400 B, i_L = 30 A, L_K = 10 мкГн);
б) остаточный заряд NPT и РТ ZCS IGBT в зависимости от температуры кристалла (v_K = 400 B, i_L = 30 A, L_K = 10 мкГн, t_H = 1,3 мкс)

В [6] представлена схема ZCS IGBT-драйвера, генерирующего дополнительный ток коллектора в фазе «удержания», способствующий удалению накопленного заряда. Это дает возможность существенно снизить потери мощности в заблокированном состоянии, особенно при длительности периода t_H > 2 мкс.

MOSFET в режиме ZСS

Поскольку в MOSFET-структурах отсутствует эффект динамического насыщения, полевые транзисторы даже с очень маленькой (порядка 1 мкГн) последовательной индуктивностью «мягкой» коммутации могут работать практически без потерь включения. Тем не менее наличие большой выходной емкости MOSFET имеет негативное воздействие на этот показатель. Если рабочая частота превышает 50 кГц, то вклад E_on в общее значение потерь необходимо учитывать.

Благодаря униполярной природе MOSFET у них отсутствует процесс удаления остаточного накопленного заряда при изменении полярности напряжения коммутации в конце фазы «удержания». Однако выходная емкость у полевых транзисторов достаточно велика, и ее приходится разряжать.

Быстрые диоды в режиме ZСS

При выключении диодов в режиме ZCS на них действует фронт тока обратного восстановления di/dt и одновременно прикладывается обратное напряжение. Наличие паразитных индуктивностей в цепях коммутации ограничивает скорость изменения тока, которая в этом случае ниже, чем в режиме «жесткой» коммутации. Меньше оказывается пик обратного тока, соответственно снижается и мощность потерь. Однако, несмотря на это, компоненты для ZCS-схем следует выбирать как с хорошими динамическими параметрами, так и с низким уровнем потерь выключения. Кроме того, быстрые диоды, устанавливаемые в ZCS-коммутаторах последовательно с IGBT или MOSFET, должны обладать хорошими характеристиками включения (прямого восстановления).

Заключение

Поведение силовых полупроводниковых приборов в режимах жесткой и мягкой коммутации заметно отличается. Как показано выше, элементы с меньшим временем жизни носителей заряда наилучшим образом подходят для применения в устройствах ZVS и ZCS. К сожалению, информации, доступной в технических спецификациях силовых ключей, недостаточно для оценки их динамических свойств в режимах «мягкой» коммутации. Существует большое количество вариантов схем конвертеров со сниженным уровнем потерь, отличающихся своими специфическими требованиями к силовым транзисторам. В каждом случае необходимо проводить анализ рабочих режимов, уровня динамических потерь, и только на основе этих данных можно делать вывод о пригодности того или иного ключа для применения в конкретном устройстве.