Динамические и статические характеристики SiC MOSFET при параллельном включении

Введение

Параллельное включение кремниевых MOSFET-и IGBT-модулей является обычной практикой и хорошо изучено в различных приложениях [1–3]. Однако в отношении SiC MOSFET доступно не так много информации. Поскольку карбидокремниевые транзисторы являются сравнительно новыми и используются, в основном, в маломощных схемах, у разработчиков есть большое желание включить их в параллель для повышения мощности. По сравнению с коммерчески доступными модулями SiC MOSFET [4], можно отметить следующие преимущества параллельного использования дискретных приборов:

• Тепло, выделяемое несколькими параллельными дискретными приборами, может быть более равномерно распределено по радиатору. Это снижает перегрев чипов и уменьшает градиент температуры между кристаллами и окружающей средой.
• Для наращивания мощности можно включить в параллель два или более модулей, в зависимости от конкретного применения.
• Параллельное соединение является экономически эффективным решением, поскольку стоимость набора дискретных серийных компонентов может быть ниже, чем цена мощных специализированных модулей.

Рис. 1. Разброс сопротивлений открытого канала

При параллельном включении двух или более SiC MOSFET может возникнуть небаланс токов из-за разброса сопротивлений открытого канала R_ds(on) и пороговых напряжений V_th от образца к образцу. На рис. 1 и 2 показано распределение значений и V_th для 30 случайно выбранных транзисторов (номинальный ток и напряжение 10 А, 1200 В) второго поколения SiC MOSFET C2M — C2M0160120D [5] при комнатной температуре. Максимальное значение R_ds(on) примерно в один-два раза превышает минимальное (в пределах испытанных 30 образцов), а максимальное пороговое напряжение составляет 3,08 В, что намного больше минимальной величины V_th = 2,48 В.

Рис. 2. Разброс пороговых напряжений затвора

При работе параллельных MOSFET вариации R_ds(on) определяют статическое распределение токов между транзисторами, а разница пороговых напряжений влияет на разброс динамических переходных процессов. Транзистор с меньшим значением V_th включается раньше и выключается позже, чем другие MOSFET с более высоким пороговым напряжением. При анализе параллельной работы транзисторов параметры R_ds(on) и V_th являются критическими, поэтому необходимо исследовать их чувствительность к другим характеристикам полупроводникового прибора, таким как температура кристалла.

В предыдущих работах [7, 8] были предложены решения для балансировки тока в процессе коммутации транзисторов путем добавления дополнительной обратной связи. Такие решения увеличивают стоимость устройства и не могут применяться при параллельном соединении более чем двух ключей. Нашей целью является экспериментальное исследование способности SiC MOSFET к собственной балансировке без добавления каких-либо датчиков или цепей управления. В качестве единственных регулируемых параметров рассматривается напряжение и сопротивление затвора.

В качестве образцов для данного исследования выбраны коммерчески доступные транзисторы 10 А, 1200 В компании Cree первого поколения (Gen-I) CMF10120D [5] и второго поколения C2M SiC MOSFET C2M0160120D [6] с аналогичными номинальными характеристиками Inc. Из каждого поколения для проведения экспериментов и анализа наихудшего случая были выбраны два образца из 30 с наибольшим разбросом величины порогового напряжения.

Влияние R_ds(on) на статическое распределение токов

Очевидно, что положительный температурный коэффициент (PTC) сопротивления открытого канала кремниевых MOSFET способствует выравниванию токов при параллельной работе и помогает исключить условия возникновения теплового убегания для всех MOSFET. Для двух параллельных транзисторов (рис. 3) ток через каждый прибор определяется следующим образом:

Рис. 3. Статическое распределение токов

MOSFET с максимальным значением R_ds(on) будет проводить минимальный ток.

Рис. 4. Типовое значение R_ds(on) для CMF10120D

Как и у кремниевых полевых транзисторов, сопротивление канала R_ds(on) SiC MOSFET также имеет РТС (рис. 4 и 5). Модуль с большей температурой кристалла проводит меньший ток при параллельном соединении, в результате чего достигается тепловое равновесие. Однако у SiC MOSFET температурная зависимость R_ds(on) не так сильна, как у кремниевых транзисторов. Как отмечено в [9], величина R_ds(on) при температуре +150 °С в 2,6 раза превышает R_ds(on) при температуре +25 °С для типового Si CoolMOS с рабочим напряжением 600 В. У SiC MOSFET эти значения различаются всего в 1,2 раза для CMF10120D и примерно в 1,5 раза для C2M0160120D.

Рис. 5. Типовое значение R_ds(on) для C2M0160120D

Сопротивление открытого канала SiC MOSFET сильно зависит от V_th, как показано на рис. 4. При напряжении на затворе 16 В для CMF10120D величина R_ds(on) даже демонстрирует отрицательный температурный коэффициент (NTC). Это объясняется тем, что сопротивление MOSFET, в основном, состоит из трех компонентов: сопротивление канала 4 (R_ch) с NTC; сопротивление JFET области (R_jeft) c PTC и сопротивление дрейфовой области (R_drift), которое также имеет РТС. При малом напряжении на затворе составляющая R_ch становится доминирующей, поэтому общее сопротивление также приобретает NTC.

Сопротивление канала C2M0160120D демонстрирует более сильную температурную зависимость R_ds(on) благодаря улучшенной характеристике канальной проводимости (рис. 5). Таким образом, для обеспечения хорошего распределения токов при параллельном соединении, а также снижения потерь в проводящем режиме включение SiC MOSFET следует производить при высоком напряжении V_gs.

Влияние V_th на динамическое распределение токов

Без учета коммутационных потерь ток и температура параллельных SiC MOSFET могут быть сбалансированы за счет РТС-характеристики R_ds(on). К сожалению, динамические потери у параллельных транзисторов с разным пороговым напряжением всегда отличаются. Два образца из 30 с минимальным (образец А) и максимальным (образец B) значением V_th были выбраны для каждого поколения MOSFET — Gen-I и C2M, их параметры при комнатной температуре приведены в таблице 1.

Режимы параллельной работы двух Gen-I MOSFET анализировались для следующих условий: V_ds = 600 В, сопротивление затвора R_g = 41 Ом для каждого транзистора, средний суммарный ток I_ds = 20 А. На рис. 7а и 7б показаны эпюры сигналов включения и выключения соответственно. Видно, что образец А с меньшим значением V_th включается раньше, чем образец В, и он берет на себя больший ток во время переходного процесса. Его потери при включении (252,5 мкДж) выше, чем у образца B (165,2 мкДж). Во время выключения образец А запирается позже и, соответственно, он имеет большие потери при выключении — 296,7 мкДж против 81,2 мкДж у образца В. Разница коммутационных потерь преобразуется в разницу температур кристаллов. Градиент температуры «кристалл-корпус» T_jc может быть вычислен с помощью формул:

P_sw = (E_on + E_off) × f_sw,   (3)

T_jc = (P_sw + P_con) × R_th(jc).   (4)

Рис. 7. Эпюры переключения параллельных Gen-I SiC MOSFET:
a) включение при R_g = 41 Ом;
б) выключение при R_g = 41 Ом;
в) включение при R_g = 5,1 Ом;
г) выключение при R_g = 5,1 Ом

Образец А будет иметь более высокий перегрев кристаллов, если потери в проводящем режиме и температура радиатора одинаковы для обоих случаев. За счет NTC-характеристики V_th (рис. 6) пороговое напряжение уменьшается при увеличении температуры кристалла. Разница коммутационных потерь также растет, что формирует положительную обратную связь. Однако РТС-характеристика R_ds(on) в какой-то степени помогает скомпенсировать разницу температур.

Рис. 6. Зависимость порогового напряжения от температуры

Важно иметь как можно меньшие различия коммутационных потерь, вызванных вариациями порогового напряжения. Снижение величины R_g повышает скорость переключения и уменьшает уровень динамических потерь. На рис. 7в и 7г показаны эпюры сигналов включения и выключения для упомянутых выше двух образцов Gen-I с резистором R_g = 5,1 Ом. Коммутационные потери и разница между ними сокращены более чем в два раза по сравнению с предыдущим случаем, соответствующим R_g = 41 Ом.

Аналогичные эксперименты, выполненные для C2M MOSFET (рис. 8), продемонстрировали гораздо меньший уровень динамических потерь и их разброса между модулями. Это связано с тем, что транзистор C2M имеет меньшую площадь кристалла и меньший уровень напряжения V_gd, он может переключаться быстрее, чем MOSFET Gen-I при том же значении R_g. При более высокой скорости коммутации влияние разброса V_th становится менее значимым. С учетом предыдущих исследований можно сделать вывод, что транзисторы C2M SiC имеют два очевидных преимущества при параллельной работе по сравнению с Gen-I SiC MOSFET. Во-первых, у них меньше разброс динамических потерь, вызванных вариациями порогового напряжения, благодаря высокой скорости коммутации. Во-вторых, более сильная РТС-зависимость сопротивления канала способствует лучшей балансировке температуры кристаллов, определяемой коммутационными потерями.

Рис. 8. Эпюры переключения параллельных C2M SiC MOSFET:
а) включение при R_g = 41 Ом;
б) выключение при R_g = 41 Ом;
в) включение при R_g = 5,1 Ом;
г) выключение при R_g = 5,1 Ом

Экспериментальные исследования параллельной работы MOSFET в конвертере SEPIC

Для безопасной работы параллельных MOSFET температура их кристаллов должна отличаться как можно меньше. Образцы с большим значением порогового напряжения, упомянутые ранее, были использованы в преобразователе SEPIC (рис. 9) для оценки разницы их температурных зависимостей при разных значениях сопротивления затвора и разных частотах переключения. Схема управления SEPIC имеет фиксированный коэффициент заполнения 50%, поэтому выходное напряжение равно входному, согласно выражению (5):

V_out = D/(1–D) × V_in.    (5)

Рис. 9. Схема конвертера SEPIC

В этом случае выходной сигнал поступает на входные клеммы схемы SEPIC. Таким образом, происходит рециркуляция энергии, что ограничивает потребление мощности от внешнего источника питания и снижает потери преобразователя.

В схеме использованы два резистора R1 и R2 в цепи управления каждого MOSFET, один их них подключен к затвору, а другой — к истоку транзистора. В такой схеме (рис. 10) ток стока каждого ключа проходит через вывод истока в цепь заземления, где установлен резистивный датчик тока, что позволяет независимо измерять ток обоих MOSFET.

Рис. 10. Внешний вид конвертера SEPIC

Напряжение питания установлено на уровне 600 В, ток циркуляции составляет 10 А, что соответствует мощности 6 кВт для всех экспериментов. Для каждого поколения MOSFET было проведено четыре теста при следующих условиях:

• R_g = 41 Ом, f = 30 кГц;
• R_g = 41 Ом, f = 100 кГц;
• R_g = 5,1 Ом, f = 30 кГц;
• R_g = 5,1 Ом, f = 100 кГц.

Указанные величины R_g относятся к обоим сопротивлениям R1 и R2. Измеренные значения коммутационных потерь и температуры корпуса указаны в таблице 2. Формы сигналов переключения на частоте 30 кГц приведены выше.

Результаты тестов, приведенные в таблице, позволяют сделать некоторые выводы. Во-первых, выбор меньшего значения R_g или меньшей частоты переключения позволяет снизить динамические потери и градиент температур для образцов А и В. Во-вторых, транзистор C2M MOSFET (10 А, 1200 В) демонстрирует меньшую разность температур корпуса по сравнению с MOSFET Gen-I (10 А, 1200 В) при тех же условиях испытаний. В-третьих, параллельное соединение SiC MOSFET при использовании низкого значения R_g, как правило, можно выполнять непосредственно, без добавления дополнительного контура балансировки. На рис. 11 показаны формы сигналов переключения для двух C2M SiC MOSFET при f = 100 кГц и сопротивлении затвора 41 Ом и 5 Ом соответственно. Большая разница статических токов на рис. 11а объясняется более высокой разностью температур кристаллов.

Рис. 11. Распределение токов C2M MOSFET (f = 100 кГц):
а) при R_g = 41 Ом;
б) при R_g = 5,1 Ом

Заключение

На основании приведенного анализа параллельной работы SiC MOSFET можно сделать следующие выводы:

• R_ds(on) и V_th — два основных параметра, определяющих статическое и динамическое распределение токов параллельных MOSFET.
• Использование высокого напряжения управления затвором позволяет уменьшить потери в проводящем режиме.
• Уменьшение сопротивления затвора может улучшить динамическое распределение токов и снизить разницу потерь переключения.
• C2M SiC MOSFET лучше подходят для параллельного включения, чем Gen-I SiC MOSFET с таким же номинальным током.

При проведении описанных выше испытаний использовалась печатная плата с симметричными трассами для подключения параллельных SiC MOSFET, что позволило свести к минимуму паразитную индуктивность соединительных цепей. Однако в ряде случаев очень трудно обеспечить симметричную топологию соединений, при этом цепи подключения параллельных транзисторов будут иметь различные значения распределенной индуктивности. Было бы интересно исследовать, как это влияет на поведение SiC MOSFET в процессе переключения, этот вопрос является предметом дальнейшей работы.