Некоторые вопросы эксплуатации IGBT-модулей.
Часть 3. Влияние параметров цепи управления на коммутационные характеристики

№ 6’2020
PDF версия
Продолжение цикла публикаций [1, 2], в которых рассматриваются особенности эксплуатации IGBT-модулей производства ПАО «Электровыпрямитель». В новой части описаны результаты исследований зависимостей динамических характеристик IGBT-модулей на напряжение 3300 В от параметров цепи управления. Представлен анализ особенностей эксплуатации высоковольтных IGBT-модулей и даны рекомендации по оптимизации коммутационных потерь и повышению надежности в аварийных режимах.

Все статьи цикла.

С момента разработки IGBT стали стандартными приборами во многих устройствах силовой электроники, заменив ранее применяемые полностью управляемые ключи. Они работают в диапазоне от нескольких сотен ватт до нескольких мегаватт. В процессе постоянного развития кристаллов IGBT прошло несколько этапов, в результате чего:

  • снижены статические и динамические потери;
  • улучшена мягкость характеристики обратного восстановления диода обратного тока;
  • увеличено максимально допустимое напряжение от сотен вольт до нескольких киловольт;
  • существенно увеличена плотность тока в пересчете на единицу площади кристалла;
  • увеличена максимальная рабочая температура полупроводниковой структуры;
  • расширена область безопасной работы (SOA).

Из всего вышеперечисленного наиболее сложной задачей является повышение рабочего напряжения единичного IGBT с одновременным обеспечением оптимального сочетания системы остальных электрических параметров.

В ПАО «Электровыпрямитель» накоплен значительный опыт и компетенции в области разработки, производства и эксплуатации IGBT-модулей [3]. Для удовлетворения потребности заказчиков в широком диапазоне мощностей освоено производство мощных высоковольтных IGBT-модулей на напряжение 3300, 4500 и 6500 В с использованием коммерчески доступных кристаллов. Мощные IGBT-модули на напряжение 3300 В и токи до 1500 А широко распространены на рынке тяговых и промышленных применений. Изделия выпускаются в пяти конструктивных исполнениях, представленных на рис. 1, по электрическим схемам одиночного ключа, чоппера (верхнего или нижнего). Габаритные размеры корпусов по основанию (140×73, 140×130, 140×190 мм) совместимы с общепринятыми сериями модулей зарубежных аналогов. При этом изолированные основания корпусов могут быть выполнены из меди (для промышленного применения) или металломатричного композита AlSiC (для транспортного применения).

Линейка мощных высоковольтных IGBT-модулей ПАО «Электровыпрямитель»

Рис. 1. Линейка мощных высоковольтных IGBT-модулей ПАО «Электровыпрямитель»

Повышение напряжения коллектор-эмиттер более 2000 В приводит к значительному увеличению влияния на параметры IGBT различных эффектов (вероятность «защелкивания», внутренние паразитные емкости, повышенный заряд обратного восстановления оппозитного диода FRD и др.). Для нормальной эксплуатации высоковольтных IGBT предъявляются более жесткие требования к параметрам цепи управления. Если для модулей на напряжение 1200 В, изготовленных различными производителями, но имеющих близкие параметры, могут быть применены одни и те же драйверы, то для модулей на напряжения 3300 В и выше, даже имеющих одно и то же классификационное значение рабочего тока, параметры драйвера должны быть подобраны индивидуально для каждого типа. В подавляющем большинстве случаев надежная работа IGBT определяется оптимальным выбором параметров драйвера. Существуют фирмы, специализирующиеся на разработке и производстве драйверов, адаптированных под конкретные типы модулей, при этом некоторые разработчики предпочитают драйверы собственного производства, наиболее подходящие к преобразователю по габаритам, интерфейсу, эксплуатационным особенностям и другим параметрам. В последнем случае разработчик преобразователя вынужден проводить больший объем исследований системы «модуль-драйвер», чтобы проверить ее общую надежность в максимально возможном количестве режимов эксплуатации. Проблемам выбора оптимальных параметров цепи управления IGBT посвящен целый ряд материалов, данная тема не раз поднималась и на страницах журнала «Силовая электроника» [4, 5, 6]. Ниже приведены результаты исследований зависимостей коммутационных характеристик IGBT-модулей на напряжение 3300 В от параметров цепей управления. На основании этих исследований, выполненных инженерами ПАО «Электровыпрямитель» [7], даны рекомендации по выбору номиналов затворного резистора и конденсатора, размещения драйвера для обеспечения оптимальных коммутационных процессов в высоковольтных IGBT.

При проектировании преобразователя на базе полностью управляемых ключей разработчику необходимо параллельно решать две основные задачи, которые противоречат друг другу:

  1. С одной стороны, необходимо повышать скорости коммутации ключей (в данном случае IGBT) для уменьшения динамических потерь.
  2. С другой — скорость коммутации при выключении не должна быть высокой, чтобы не приводить к недопустимым перенапряжениям в цепи коллектор-эмиттер из-за наличия паразитных индуктивностей в силовых цепях.

Высокая скорость включения IGBT приводит к увеличению пиковых токовых импульсов из-за наличия заряда обратного восстановления оппозитных диодов, что влияет как на IGBT, так и на FRD. Коммутационные процессы регулируются подбором тока перезаряда затвора, зависящего от номинала входного резистора IGBT RG, однако зависимость энергии (и скорости) выключения IGBT от RG слабая (особенно для поколения кристаллов Trench-FS IGBT), а зависимость процесса включения — достаточно сильная.

На рис. 2 представлена эквивалентная схема IGBT-ключа с элементами цепи управления. Основной нагрузкой драйвера является входная емкость CGE, определяющая заряд затвора. Также присутствует зависящая от мгновенного значения напряжения коллектор-эмиттер и паразитная емкость Миллера CGC.

Эквивалентная схема IGBT с паразитными входными емкостями и внешними цепями управления

Рис. 2. Эквивалентная схема IGBT с паразитными входными емкостями и внешними цепями управления

При включении IGBT затворный резистор RG ограничивает максимальное значение diC/dt, которое определяется оппозитным диодом. Именно в модулях большой мощности RG будет оказывать сильное влияние, если его значение выше номинального, приведенного в информационных материалах на модуль. Большее значение RG влияет также на duCE/dt при включении, которое снижается с ростом RG. В результате процесс включения хорошо регулируется с точки зрения мягкости, но одновременно возрастают потери энергии. Оптимальный вариант — задавать diC/dt включения IGBT независимо от duCE/dt. Минимизация diC/dt позволит обеспечить плавное включение, а одновременное повышение duCE/dt снизит динамические потери. В общем, потери Eon могли бы оставаться в пределах номинальных значений, указанных в информационных материалах, или даже быть меньшими. Обычным способом достижения этого является использование дополнительного конденсатора CG. Величина duCE/dt задается затворным резистором RG и внутренней емкостью Миллера CGC, а diC/dt определяется постоянной времени RGon и емкостью параллельно соединенных внешнего конденсатора CG c внутренней емкостью затвора CGE. Безусловно, подключение дополнительного конденсатора параллельно входной емкости затвора приведет к увеличению нагрузки на драйвер, однако это решение для высоковольтных IGBT сегодня стало обязательным, и сведения о типовых величинах дополнительных CG приводятся во всех информационных материалах на соответствующие модули.

Для выбора оптимального процесса включения проведены измерения с различными RG и CG для модуля МТКИ-500-33НТВ на ток 500 А и напряжение 3300 В (рис. 3). Результаты измерений представлены на рис. 4. Выходные цепи драйвера непосредственно размещались на управляющих выводах модуля для минимизации паразитных индуктивностей цепей управления.

Модуль МТКИ-500-33НТВ (фото, габаритный чертеж и электрическая схема)

Рис. 3. Модуль МТКИ-500-33НТВ (фото, габаритный чертеж и электрическая схема)

Из приведенных на рис. 4 осциллограмм видно, что одновременное уменьшение RG и увеличение CG вызывает незначительное повышение di/dton и тока перегрузки от диода и одновременно существенно уменьшает время спада напряжения коллектор-эмиттер, что в конечном итоге приводит к снижению энергии потерь при включении Eon.

Осциллограммы процесса включения модуля МТКИ-500-33НТВ с различными номиналами затворных резисторов и конденсаторов затвор-эмиттер для оптимизации процесса включения IGBT

Рис. 4. Осциллограммы процесса включения модуля МТКИ-500-33НТВ с различными номиналами затворных резисторов и конденсаторов затвор-эмиттер для оптимизации процесса включения IGBT

На рис. 5 изображены зависимости энергий потерь в IGBT и FRD от сочетания значений RG и CG для модуля МТКИ-500-33НТВ при коммутации в схеме полумоста. Явно прослеживается сильная зависимость для Eon и Erec и слабая для Eoff. Используя полученные характеристики, можно распределить потери между IGBT и FRD для максимального выравнивания температур при эксплуатации модуля.

Влияние внешнего конденсатора затвор-эмиттер CG на характеристики переключения МТКИ-500-33НТВ

Рис. 5. Влияние внешнего конденсатора затвор-эмиттер CG на характеристики переключения МТКИ-500-33НТВ

Ввиду того что некоторые потребители устанавливают драйверы не напрямую на контакты модулей, а на некотором расстоянии, соединяя их с помощью проводов, были проведены исследования влияния способа соединения модуля с драйвером. Для сравнения выполнены исследования с драйвером, соединенным с модулем параллельно расположенными проводами длиной 20 см, а также витой парой проводов такой же длины. Соединительные провода приводят к появлению дополнительных индуктивностей (рис. 6) в схеме драйвера и, как следствие, к соответствующему изменению энергий коммутационных потерь (рис. 7).

Эквивалентная схема удаленного подключения модуля МТКИ-500-33НТВ к драйверу

Рис. 6. Эквивалентная схема удаленного подключения модуля МТКИ-500-33НТВ к драйверу

Влияние способа подключения внешнего конденсатора затвор-эмиттер CG = 100 нФ на характеристики переключения модуля МТКИ-500-33НТВ

Рис. 7. Влияние способа подключения внешнего конденсатора затвор-эмиттер CG = 100 нФ на характеристики переключения модуля МТКИ-500-33НТВ

Также проведены исследования осциллограмм тока короткого замыкания с рекомендуемым значением емкости затвор-эмиттер CG. На рис. 8 представлены осциллограммы для теста испытаний тока короткого замыкания модуля МТКИ-500-33НТВ при различных способах подключения драйвера. При испытаниях применялись дополнительная емкость CG = 100 нФ и затворный резистор RG = 2,2 Ом.

Результаты испытаний тока короткого замыкания модуля МТКИ-500-33НТВ при различных способах подключения драйвера (RG = 2,2 Ом)

Рис. 8. Результаты испытаний тока короткого замыкания модуля МТКИ-500-33НТВ при различных способах подключения драйвера (RG = 2,2 Ом)

Как следует из приведенных на рис. 8 осциллограмм, паразитные индуктивности соединительных проводов оказывают негативное влияние на устойчивость системы «модуль — драйвер» к режиму КЗ, что выражается в появлении колебаний тока и напряжения в силовой цепи. Колебания силового тока, особенно в режиме короткого замыкания, для высоковольтных модулей абсолютно недопустимы.

Также было показано, что увеличение номинала резистора RG при неизменном значении дополнительной емкости затвора CG = 100 нФ не приводит к существенному изменению осциллограмм тока короткого замыкания (рис. 9, 10). Поэтому эффективное уменьшение колебательного процесса в силовой цепи IGBT может быть осуществлено только путем снижения паразитных индуктивностей между модулем и драйвером. Если прямое подключение драйвера к модулю затруднительно, то одним из вариантов решения вопроса может быть применение коаксиального кабеля между удаленно расположенным драйвером и модулем, при этом конденсатор CG должен быть размещен непосредственно на контактах модуля.

Результаты испытаний тока короткого замыкания модуля МТКИ-500-33НТВ при различных способах подключения драйвера (RG = 3,3 Ом)

Рис. 9. Результаты испытаний тока короткого замыкания модуля МТКИ-500-33НТВ при различных способах подключения драйвера (RG = 3,3 Ом)

Результаты испытаний тока короткого замыкания модуля МТКИ-500-33НТВ при различных способах подключения драйвера (RG = 6,5 Ом)

Рис. 10. Результаты испытаний тока короткого замыкания модуля МТКИ-500-33НТВ при различных способах подключения драйвера (RG = 6,5 Ом)

В результате проведенных исследований экспериментально:

  • подтверждена эффективность применения внешнего конденсатора CG для компенсации влияния паразитной емкости Миллера в высоко­вольтных IGBT-модулях;
  • показано, что размещение драйвера непосредственно на управляющих контактах IGBT-модуля является наиболее приемлемым вариантом, так как только в этом случае большие значения di/dt и du/dt не приводят к появлению паразитных колебаний в силовой цепи, которые наблюдаются при соединении драйвера с модулем при помощи проводов.
Литература
  1. Бормотов А., Мартыненко В., Мускатиньев В. Некоторые вопросы эксплуатации IGBT-модулей // Компоненты и технологии. 2005. № 5.
  2. Мускатиньев В., Тогаев М., Бормотов А., Пышков Д., Федяев И. Некоторые вопросы эксплуатации IGBT-модулей. Часть 2 // Силовая электроника. 2020. № 3.
  3. elvpr.ru/ru/catalog/igbt-and-frd-modules/
  4. Хофшеттер Н., Бекедаль П. Вопросы управления IGBT: однополярное управление, использование внешней емкости затвора // Силовая электроника. 2017. № 1.
  5. Новиков П. Затворный резистор. Часть 2 // Силовая электроника. 2019. № 1.
  6. Гери О. Подавление эффекта Миллера в схемах управления MOSFET/IGBT // Силовая электроника. 2007. № 4.
  7. В. Мускатиньев, М. Тогаев, А. Бормотов, И. Федяев, Д. Пышков. Влияние параметров цепи управления на коммутационные характеристики высоковольтных IGBT-модулей. Международная конференция по автоматизированному электроприводу (АЭП-2020). Россия, Санкт-Петербург, 4–7 октября 2020.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *