Затворный резистор. Часть 2

№ 1’2019
PDF версия
Во второй части статьи, посвященной исследованию сопротивления цепи затвора IGBT- и MOSFET-транзисторов, пойдет речь о практическом способе определения номинала затворного резистора. Заранее следует отметить, что приведенная ниже информация содержит известную долю погрешности, не изобилует формулами и основывается по большей части на практическом опыте. Плюс такого подхода — простота данных и удобство их применения для типовых задач. Минус — для нетиповых преобразователей или режимов работы погрешность предлагаемого метода может оказаться неприемлемой. Но что принять к сведению, а что проигнорировать — на то и разработчик.

Часть 1.

В предыдущей части исследования проблемы затворного резистора уже было отмечено, что к выбору его номинала следует относиться со всей ответственностью. И здесь даже более критичен не слишком высокий номинал, а наоборот, чересчур малое сопротивление и, как следствие, слишком быстрая скорость переключения. Действительно, если сопротивление избыточно, его последствия наглядны и определяются довольно быстро: перегрев, большая длительность плато Миллера, сквозные токи из-за долгого выключения и малого «мертвого» времени… Как правило, эти неисправности очевидны, позволяют себя обнаружить в процессе работы преобразователя и не приводят к хаотичным выходам из строя. Другое дело — слишком малое сопротивление. Самое неприятное при этом — кажущаяся спонтанность выходов из строя без видимых причин таких отказов. Импульсное перенапряжение на выключении может быть в норме, ограничено снабберными цепями, сквозных токов не наблюдается, сбоев тоже, но преобразователь выходит из строя. Причина не понятна. И здесь хорошо, если резистор слишком мал, тогда выход из строя «гарантированный» — обычно на первом включении или первом же реверсе электродвигателя. Такой отказ проявляется еще в лабораторных условиях у производителя, и с ним еще можно бороться. Хуже, когда резистор «маловат», тогда отказы появляются реже, становятся спонтанными и причины совершенно не ясны. Преобразователь может пройти все испытания, перегрузочные режимы, а затем, через несколько месяцев, отказать у потребителя при прогоне на холостом ходу. При этом зачастую замена вышедшего из строя транзистора инвертора приводит к тому, что далее преобразователь работает исправно. Напрашивается вывод: брак, какие-то скрытые дефекты, старение транзистора. На самом деле причина таких спонтанных отказов почти всегда либо в сбоях в драйвере, либо в заниженном сопротивлении затворного резистора.

Почему слишком малое сопротивление, то есть относительно короткие фронты включения/выключения в затворе, приводят к выходу из строя — общепринятой теории нет. Доподлинно (из опыта) известно, что, например, IRGPC60B120KD наверняка выходит из строя при сопротивлении затворного резистора менее 20 Ом, аналогично и 2Е719. Так же и MOSFET: в режиме жесткого переключения 2П793 спонтанно выходит из строя (а в отдельных партиях поставок — практически все подряд) при сопротивлении менее 50 Ом. Но почему? Тиристорный эффект для IGBT-транзистора? Производители заявляют, что этот эффект исключен еще в конце 1990-х и на современных транзисторах подобного просто не может быть. Токи, воздействующие на обратный диод в период его неполного восстановления? Есть такая теория, но поскольку IGBT и FRD — это отдельные кристаллы, при выходах из строя, о которых идет речь, из строя выходил именно кристалл IGBT. Значит, и не в диоде дело. Для MOSFET существует теория отпирания паразитного биполярного транзистора — BJT (хотя технологически его база закорочена на эмиттер-исток) при больших скоростях du/dt, но производители утверждают, что современные транзисторы практически не способны достичь такой скорости du/dt, при которой произойдет отказ по причине отпирания BJT. Так почему слишком большая скорость перезаряда затвор-эмиттер (затвор-исток) вызывает отказ? Автор настоящего исследования затрудняется назвать причины, но с уверенностью может утверждать, что так оно и есть.

Более того, как будет показано ниже, производители транзисторов также рекомендуют определенные сопротивления затворных резисторов, эти значения далеко не минимальны и соответствуют практике. Но почему, например, для того же IRGPC60B120KD — это заявленный диапазон 5–100 Ом (а в жестком переключении фактически 20–70 Ом), а не какой-то иной — неизвестно. Исходных данных нет, граничные (предельно допустимые) значения на сопротивление, длительность фронта в затворе, импульсный ток управления и т. п. не приводятся в паспортах. Но есть практика, подтверждаемая и производителями транзисторов, и разработчиками серийных преобразователей, и она указывает на то, что сопротивление затворного резистора должно быть не менее (…). В противном случае — отказ преобразователя из-за слишком большой скорости протекания переходных процессов при переключении, что бы это утверждение ни значило.

Но вернемся к способу расчета сопротивления и изначально примем «термины и определения». Под сопротивлением затворного резистора подразумевается общее, суммарное выходное сопротивление цепей управления. В суммарное сопротивление входят:

  1. Собственно сопротивление внешне устанавливаемого затворного резистора.
  2. Сопротивление затворного резистора, встроенного в транзисторный модуль (встречается не всегда).
  3. Выходное сопротивление драйвера.

Последнее легко рассчитать из импульсного тока драйвера и его выходных напряжений включения/выключения, а эта информация обязательно приводится в паспорте любого драйвера. Например, драйвер МД2180П-Б: выходное напряжение +15 В отпирающее, –10 В запирающее, импульсный ток не менее 18 А. Отсюда выходное сопротивление:

Rout = ΔU / Iimp = 25 / 18 = 1,4 Ом.

Допустим, имеется транзисторный модуль со встроенным затворным резистором 2 Ом, тогда уже сопротивление цепи затвора составляет 3,4 Ом. И если в расчете получается номинал 10 Ом, то должен быть установлен затворный резистор не 10 Ом, а 10 – 3,4 = 6,6 Ом. Такой подход к понятию сопротивления цепи затвора является общепринятым и приводится, например, в [1, 4] (см. список литературы первой части статьи) и не должен вызывать вопросов. Далее по тексту, а равно и в предыдущей части статьи, автором ставится равенство между понятиями «затворный резистор» и «выходное сопротивление управления», поскольку в контексте задачи это не принципиально.

Итак, сформулируем задачу. Необходим метод определения номинала затворного резистора для практического построения преобразователя. Это, с одной стороны, усложняет задачу, так как в отличие от чистой теории на практике ошибки чреваты последствиями, а потому предъявляются реальные требования к верификации. С другой стороны, задача упрощается, поскольку за базу метода можно взять не теорию, а практический опыт, безотносительно теоретических предпосылок. И опыт, прежде всего, самих производителей транзисторов, транзисторных модулей, драйверов, серийных преобразователей — в частности, Infineon, Powerex, APS. Приведенный ниже метод, собственно, исключительно на опыте и основывается.

Определимся и с исходными данными, и с верификацией данных на выходе.

Как уже было отмечено в предыдущей части, неоднозначность методов и параметров у производителей транзисторов заставляет с опаской относиться к заявленным в паспортах цифрам. К тому же нельзя не учитывать, что для отечественной элементной базы список параметров и гарантируемых зависимостей минимален. Последнее даже более критично, так как заявляемые параметры на транзисторы «Ангстрем», «ВЗПП-С», «Интеграл» недостаточны даже для прикидок, не говоря уже о расчетах. Как следствие, в основу расчета могут быть положены только обязательные параметры, и для оценки затвора (а именно о временных характеристиках цепи затвора идет речь) — это емкости (входная, проходная, выходная) и суммарный заряд затвора. Указанные параметры нормируются и почти всегда приводятся в ТУ. Другие параметры, подробно приведенные в паспортах импортных транзисторов, в методе использоваться не могут, поскольку такой метод сразу станет неприменим для отечественных транзисторов.

Однако если попробовать взять в расчет емкости, и прежде всего входную, то здесь возникнет проблема: входная емкость — величина очень непостоянная и практически неприменимая для расчетов. Действительно, емкость нормируется на определенном напряжении коллектор-эмиттер (как правило, 25 В); при напряжении 0 или 500 В разница в значениях может исчисляться порядками. Велико влияние на входную емкость и емкости Миллера, чья величина также в значительной степени зависит от напряжения, и эта зависимость тоже очень не линейна. Например, возьмем IRGPC60B120KD: по паспорту входная емкость составляет 4,3 нФ. Если измерить входную емкость без подачи напряжения коллектор-эмиттер, то получается порядка 6 нФ. Если применить формулу расчета емкости, исходя из длительности заряда при известном сопротивлении, то без подачи силового напряжения получается около 20 нФ. То же соотношение наблюдается и для более мощных транзисторных модулей (вплоть до FF300R12KS4 на 300 А), и для менее мощных, в том числе и для MOSFET: в 1,2 раза выше заявленного в паспорте значения при прямом измерении и в пять раз выше при расчете по постоянной времени RC-цепи, где исходными данными является фактически измеренная длительность фронтов. То есть ни прямое измерение емкости, ни известный расчет RC-цепи неприменимы — слишком многое необходимо учитывать и слишком велика погрешность.

Остается только заряд затвора — один из обязательных параметров, который выдерживает все критерии отбора, и практический опыт производителей. Опираться на что-то большее — нецелесообразно.

Для разработчика также важно провести проверку корректности расчета до подачи силового напряжения или подключения нагрузки к преобразователю. Все методы, расчет по которым подразумевает проверку корректности на включенном, нагруженном преобразователе, практически неприменимы, поскольку обычно ошибка приводит к выходу из строя и найти ее становится не на чем. Таким образом, в контексте решаемой задачи критерием корректности расчета становится фактически измеренная длительность фронтов включения/выключения в затворе при отсутствующем силовом напряжении. Длительность фронта измеряется общепринятым способом: по уровням 10 и 90% от суммарного размаха напряжения управления. В случае если фронт включения «затягивается» после достижения напряжением в затворе +10 В (что характерно для маломощных драйверов), то по включению верхнюю границу можно опустить до +10 В, поскольку к 10 В транзистор полностью включается и дальнейшая форма напряжения в затворе не несет практического смысла. Например, для драйвера с выходными напряжениями +15 В/0 В — это будут уровни порядка 2/13 В; для драйвера с выходными напряжениями +15 В/–10 В — уровни порядка –7 В/+12 В. То есть если в расчете принято, что длительность сигнала в затворе должна составлять 1 мкс, и исходя из этого выбран затворный резистор определенного номинала, то при вышеуказанном измерении должны получиться фронты по 1 мкс (практически ±20%). Если принятая длительность не совпадает с фактически измеренной — значит, в расчете ошибка или исходные данные неверны. Такой способ верификации позволяет избежать выходов из строя при наличии ошибки, прост в реализации и достаточно надежен.

Сам же метод заключается в расчете сопротивления затворного резистора через суммарный заряд затвора с условно принятым по аналогии временем заряда. В основе лежит метод 3, приведенный в предыдущей части исследования. При этом длительность времени заряда (емкости затвора) следует из формулы:

q = i×t.

Так как    I = ΔU / Rg,

то    t = (Qg×Rg) / ΔU,

t — искомая длительность фронта;

Qg — общий заряд затвора (указывается в паспорте);

ΔU — размах напряжения для нормируемого общего заряда затвора (указывается в паспорте);

Rg — сопротивление затворного резистора, при котором нормируются энергии потерь и временные характеристики (графики из паспорта транзистора).

Рассчитаем, какие длительности фронтов управления в затворе рекомендуются для некоторых импортных модулей (табл.).

Таблица. Типовые примеры расчета длительности фронта

Мощность транзистора

Производитель

Транзистор

I / U, А/В

Qg, мкКл (∆U, В)

Rg, Ом

t, мкс

Малой мощности

Fairchild

FGH15T120SMD

15/1200

0,13 (0–15 В)

5–70

0,05–0,6

IR (Infineon)

IRGPC60B120KD

60/1200

0,34 (0–15 В)

5–100

0,11–2,2

Средней мощности

Infineon

FF300R12KS4

300/1200

3,2 (–15…+15 В)

3–20

0,32–2,1

Semikron

SKM400GB12V

400/1200

4,4 (–8…+15 В)

3–15

0,57–2,9

Большой мощности

Dynex

DIM800DDM12

800/1200

9 (–15…+15 В)

2,5–10

0,75–3

Fuji

2MBI800VT-170E

800/1700

7 (0–15 В)

2,5–10*

1,2–4,7

Mitsubishi

CM800DZ-34H

6,6 (0–15 В)

3–20

1,3–8,8

Примечание. *С учетом встроенного резистора 2 Ом

В таблице I/U (А/В) — максимальный средний ток транзистора при +100 °С (тип.) и пиковое напряжение коллектор-эмиттер; t — расчетная длительность фронта, исходя из значений Qg (в диапазоне DU) и Rg.

Как следует из таблицы, различные производители самых разных транзисторов фактически рекомендуют одни и те же длительности фронтов. Эти длительности неодинаковы для транзисторов различной мощности, но для транзисторов на близкие значения коммутируемых токов/напряжений почти совпадают. Но и для разных мощностей явно прослеживается зависимость: чем меньше требуется заряд затвора на переключение (что равносильно меньшей мощности, меньшему току коллектора), тем меньшие длительности фронтов допустимы. И наоборот: чем мощнее транзистор, тем более «затянутыми» должны быть фронты управления. Эта закономерность логична и объясняется, следует полагать, большей длительностью переходных процессов в транзисторе на переключении при большем коммутируемом токе.

Таким образом, поскольку современные транзисторы близки по параметрам, зависимости однозначны и одинаковы для всех производителей, а выбор затворного резистора позволяет большую погрешность (вплоть до ±50%), то напрашиваются следующие графики рекомендуемых оптимальных значений (рис. 1, 2).

Диапазон оптимальной длительности фронта

Рис. 1. Диапазон оптимальной длительности фронта

Собственно, в подборе оптимального сопротивления по графику 2 и проверке корректности расчета по графику 1 и заключается весь предлагаемый метод.

Следует еще раз уточнить значения, приведенные в графиках. На рис. 1 (а также на рис. 2) ток коллектора — максимальный постоянный ток транзистора при +100°С. Для отечественных транзисторов эта величина указывается не всегда, но для ориентира ее следует принимать за 0,6±0,1 от тока при +25 °С. Длительность фронта здесь — время между 10 и 90% (+10 В на включении) напряжения управления в затворе при отсутствующем напряжении коллектор-эмиттер. Сопротивление, указанное на рис. 2, — это суммарное сопротивление цепей управления.

Приведем пример расчета для транзистора IRGPC60B120KD: ток коллектора 60 А, тогда из графика на рис. 2 следует, что сопротивление цепи затвора должно составлять 25–50 Ом.

Встроенный в транзистор затворный резистор отсутствует.

Допустим, для управления используется драйвер собственной разработки с оконечным каскадом на одиночной комплементарной паре КТ665/КТ664 при питании +15 В/–5 В. Такой драйвер выдает около 3 А импульсного тока.

Тогда    Rg = Rрасч – RDR – RVT = (25–50) – (20/3) – 0 = 18–43 Ом.

Таким образом, оптимальное сопротивление затворного резистора должно быть 30 Ом, при этом, после установки и измерения при помощи осциллографа, длительность фронтов должна составлять (1±0,3) мкс.

Как следует из графиков на рис. 1 и 2, оптимальные значения сопротивления зависят от тока транзистора и его суммарного заряда затвора; нет зависимости от типа транзистора (MOSFET или IGBT) и его пикового, пробивного напряжения. На самом деле графики (без поправок) подходят для IGBT на 1200 В и для MOSFET на 200 В, поскольку их характеристики цепи затвора очень схожи. При большем или меньшем напряжении графики также подходят, но необходима поправка: сопротивление резистора должно быть увеличено (до типового значения по верхней границе выделенных на графиках областей) при снижении напряжения до 100 В для MOSFET и 600 В для IGBT. И сопротивление резистора должно быть уменьшено до 250 В для MOSFET и до 1700 В для IGBT. При этом оптимальные длительности фронтов не меняются и в указанных диапазонах пикового напряжения транзистора не зависят от напряжения. Автор не берется делать выводы о больших или меньших пробивных напряжениях, отличных от указанных в статье, так как не имеет достаточного опыта в этих областях.

Из вышесказанного следует, что тот же расчет применим и для низко­вольтных MOSFET. В качестве примера возьмем транзистор 2П793 («ВЗПП-С»), управляемый от драйвера 1308ЕУ3 (Группа «Кремний-Эл»), с импульсным током (по ТУ) не менее 2,5 А.

По ТУ 2П793 ток стока при +100 °С — 18 А, суммарный заряд затвора — 111 нКл (тип.), что вполне соответствует типовым значениям для аналогичных импортных транзисторов (в частности, IRFP250). Из графика на рис. 2 следует, что сопротивление цепи затвора должно составлять 40–75 Ом.

Диапазон оптимального сопротивления резистора

Рис. 2. Диапазон оптимального сопротивления резистора

Тогда       Rg = Rрасч – RDR – RVT = (40–75) – (15/2,5) – 0 = 34–69 Ом.

Следовательно, оптимальное сопротивление устанавливаемого резистора 51 Ом, длительность фронтов должна получиться (0,7±0,3) мкс.

Но с отечественными транзисторами не всегда все так гладко. Возьмем для примера 2Е719 («Ангстрем»).

По ТУ 2Е719 постоянный ток коллектора 100 А при +25 °С, ток при +100 °С? Допустим, 60 А. Заряд затвора не приводится. Оценим характеристики затвора по емкости: в ТУ емкость затвора не более 20 нФ (в таблице параметров) и далее типовое 2,5 нФ (в справочных параметрах). Очень большой разброс, при этом первое значение подозрительно велико, второе подозрительно мало, так как для близкого по параметрам IRGPC60B120KD емкость затвора 4,3 нФ. В таком (к сожалению, распространенном) случае и нужен график 1: ориентируясь на порядок сопротивления по графику 2, необходимо практически подобрать резистор, чтобы времена соответствовали графику 1. И для отечественной элементной базы лучше в большую сторону.

Таким образом, указанный метод применим для IGBT с пиковым напряжением 600–1700 В и коммутируемым током 10–1000 А, а также для MOSFET-транзисторов среднего диапазона напряжения. То есть метод перекрывает большую группу преобразователей мощностью от единиц до нескольких сотен киловатт. Метод легок в применении и верификации и, как показывает практический опыт, несмотря на свою простоту, надежен и обязателен к применению, если и не как базовый расчет, то как минимум для сопоставления результатов иного расчета и практического опыта.

В заключение следует сказать, что, разумеется, не все нюансы управления транзистором были указаны. Не говорилось о разной длительности фронтов на включении и выключении, что является нормой для мощных преобразователей; не шла речь о применении внешних конденсаторов затвор-эмиттер для высоковольтных транзисторных модулей и т. п. Более того, метод не перекрывает всех возможных напряжений, токов, мощностей. Но, тем не менее, имея в качестве исходных данных только то, что предлагается в ТУ на отечественные транзисторы, вышеописанный метод расчета фактически является единственно возможным достоверным способом. И автор надеется, что эта информация поможет разработчикам избежать не только ошибок при проектировании, но и ненужных выходов из строя их преобразователей.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.

hentao pornnporn.com telugu chatting west indies open sex youpornhindi.com first night xxnx maja mallika tamil dirty story xxxfiretube.com teen xxnx xxxxu indianpornsearch.com pooja kumar sex 喉奥性感イラマ痴女 浜崎真緒 javsextube.com 君嶋真由 i love porn sexxxymovs.com mallusexvideos tomcat doujinshi bluhentai.com tiny boobs giant tits history sequel black dog hentai mobhentai.com hentai onee chan jammu blue film indiananalfuck.com indian incest xvideos mugen fc2 javwhores.mobi 巨乳 あげ افلام نيك مترجم cyberpornvideos.com طيذ momteachessex indianxxxonline.com house wife x videos 君嶋真由 freejavonline.mobi クローゼット 寝取られ sexx tamil indianfuckass.com bengali milf mia khalifa hard fuck pelisporno.org newsexstory