Новое поколение SiC MOSFET в DC/DC-преобразователе с жестким режимом переключения

Введение

Силовые преобразователи на основе ключей из карбида кремния (SiC) отличаются высокой плотностью мощности, они имеют большую величину блокирующего напряжения, меньшее сопротивление открытого канала и лучшую теплопроводность, чем их кремниевые аналоги. По сравнению с SiC JFET или SiC биполярными транзисторами, N-канальные SiC MOSFET являются наилучшей заменой для обычных кремниевых MOSFET или IGBT благодаря более простой структуре, легкости управления и низким потерям мощности. В марте 2013 г. компания Cree начала коммерческий выпуск второго поколения SiC MOSFET, обладающего повышенной производительностью и меньшей стоимостью по сравнению с ключами первой генерации. Новые технические возможности карбидокремниевых транзисторов, наряду с улучшенными экономическими показателями, могут обеспечить более широкое проникновение на рынок.

В настоящее время фотоэлектрические преобразователи, источники бесперебойного питания (UPS), инверторы привода электромобилей являются приложениями, где характеристики SiC особенно привлекательны. Высокая плотность мощности и большая частота коммутации очень важны для сокращения массогабаритных характеристик системы и ее стоимости. Кроме того, для их охлаждения можно использовать более простые и дешевые системы отвода тепла. В данной статье будет рассмотрен DC/DC-конвертер мощностью 10 кВт, работающий в режиме жесткого переключения с интерливингом, на его примере продемонстрирован потенциал повышения производительности и сокращения затрат за счет применения SiC-технологии. Использование этих ключей позволило повысить рабочую частоту до 100 кГц при сохранении эффективности 99,3% и снижении общей стоимости комплектующих. Приведено сопоставление динамических характеристик, КПД и тепловых параметров карбидокремниевых приборов относительно кремниевых быстрых ключей H3 IGBT.

Схема повышающего конвертера с интерливингом

Для разработки повышающего преобразователя с чередованием фаз (интерливингом) и рабочей частотой 100 кГц необходимо дополнительно изучить свойства SiC MOSFET и индуктора. На рис. 1 представлена структурная схема повышающего преобразователя с интерливингом на основе SiC-транзисторов. В данной конфигурации каждый канал конвертера включает в себя один SiC MOSFET-ключ C2M0080120D (1200 В/20 A, 80 мОм) и один SiC-диод Шоттки C4D10120D (1200 В/10 A), обеспечивающие повышающее преобразование при выходной мощности 10 кВт. Благодаря использованию SiC силовых приборов конвертер работает на высокой частоте с большой плотностью мощности, кроме того, конвертер на основе SiC-ключей не нуждается в дополнительном контуре мягкого переключения (например, ZVS) для достижения высокой эффективности. Эта цель реализуется за счет режима интерливинга, при этом используется небольшое количество компонентов, что является прорывом в схемотехнике силовой электроники.

Рис. 1. Повышающий 10-кВт конвертер с интерливингом на основе SiC силовых ключей

Конструкция высокочастотного повышающего индуктора

Из-за необходимости работы на высокой частоте (100 кГц) в режиме жесткого переключения, правильный выбор конструкции индуктора (таблица 1) очень важен для определения стоимости и удельной мощности. Высокие динамические потери быстрых IGBT ограничивают диапазон работы традиционных преобразователей на кремниевых ключах на уровне 20–40 кГц.

Однако применение SiC MOSFET позволяет увеличить частоту до 100 кГц практически без ущерба для эффективности работы системы. На частоте переключения SiC MOSFET 100 кГц индуктивность повышающего конвертера уменьшается в соответствии с уравнением (1), таким образом, размер, вес и стоимость индуктора значительно сокращаются, в то время как производительность системы оказывается выше, чем у IGBT на частоте 20 кГц. В таблице 2 приведены параметры дросселя преобразователя мощностью 5 кВт, построенного на кремниевых IGBT на частоте 20 кГц и SiC MOSFET на 100 кГц (рис. 2). Оба индуктора рассчитаны на мощность до 10 кВт.

L = (V_inmin × D_max)/(f_s × Di).              (1)

Рис. 2. Конструкция 5-кВт индуктора для работы на частоте 20 и 100 кГц

Требования к конструкции по EMI

Необходимо уделить особое внимание требованиям по EMI при проектировании высокочастотных преобразователей на базе SiC силовых ключей. В данной статье даются практические рекомендации по снижению уровня шумов на высокой частоте коммутации.

С ростом частоты коммутации быстрых SiC MOSFET уровень паразитных осцилляций на стоке может стать гораздо выше, особенно с учетом паразитной емкости индуктора. Когда силовые транзисторы включаются и выключаются, они возбуждают высокочастотный резонансный контур между паразитной емкостью катушки и распределенными индуктивностями цепи коммутации, что приводит к возникновению колебаний с высокой амплитудой. Чтобы подавить высокочастотный звон, настоятельно рекомендуется использовать однослойную конструкцию обмотки индуктора. На рис. 3 показано, насколько отличается паразитная емкость двухслойной и однослойной обмотки. Применение однослойной обмотки позволяет резко снизить распределенную емкость индуктора, в то же время при этом обеспечивается хорошая магнитная связь. В результате снижается звон в точках подключения выводов транзистора Vds и, соответственно, уменьшается уровень электромагнитных помех.

Рис. 3. Индуктор:
а) с двухслойной обмоткой;
б) с однослойной обмоткой

Минимизация площади петель трасс на печатной плате

На рис. 4 показаны петли цепей переключения повышающего преобразователя. Петли 1 и 3 замыкают основные цепи коммутации силовых транзисторов с высоким значением dv/dt. Минимизация площади этих петель позволяет уменьшить величину их паразитных индуктивностей и, таким образом, снизить уровень коммутационного звона. В данной конструкции индуктор помещен под печатной платой, при этом он расположен рядом с SiC MOSFET и выходом диода, что позволяет минимизировать силовые петли 1 и 3. Поскольку SiC MOSFET обладает высокой скоростью переключения, петля 2 цепи затвора также имеет важное значение при трассировке печатных плат. Настоятельно рекомендуется подключение Кельвина с отдельными сигнальными выводами для цепи затвора. Выходной каскад драйвера затвора расположен вблизи радиатора MOSFET, чтобы связь сигнала управления и затвора SiC MOSFET была как можно короче. Кроме того, общий провод драйвера подключен к истоку SiC MOSFET отдельным проводом. SiC-транзистор имеет низкую прямую проводимость по сравнению с кремниевыми приборами, из-за этого время включения и выключения, а также динамические потери SiC MOSFET тесно связаны с временем нарастания напряжения на затворе. Уменьшение внешнего сопротивления затвора напрямую приводит к снижению потерь переключения и повышению КПД. Внешний резистор затвора может быть использован в качестве демпфера, позволяющего минимизировать влияние быстрого нарастания/спада напряжения на затворе. Однако здесь существует компромисс между уровнем EMI и эффективностью. Уменьшение сопротивления может помочь повысить КПД, но при этом снижается и демпфирующий эффект относительно напряжения на затворе.

Рис. 4. Эквивалентная схема коммутации повышающего конвертора

Минимизация паразитной емкости «затвор–сток»

В частности, необходимо уделить внимание распределенной емкости между дорожками подключения затвора и стока на печатной плате. Поскольку быстрые MOSFET способны обеспечить чрезвычайно высокое значение dv/dt, любая паразитная связь фронта выходного напряжения и затвора может привести к искажению сигнала управления и сбою в работе. Поскольку SiC MOSFET имеют крайне низкие значения емкости Миллера C_gd (C_rss в спецификации транзистора), величина паразитной емкости связи должна быть меньше C_gd для исключения искажения сигналов управления затвором. Как показано на рис. 5, выводы стока и затвора выполнены отдельными дорожками, расположенными на верхнем и нижнем слое платы без параллельной трассы между ними, что позволяет подавить паразитную емкость между стоком и затвором.

Рис. 5. Трассировка печатной платы с SiC MOSFET

Режим чередования фаз (интерливинг) для двухканального повышающего преобразователя

На рис. 6 показана разница уровней дифференциальных помех для двухфазного (с интерливингом) режима и однофазного режима без интерливинга. Благодаря режиму чередования фаз первая гармоника дифференциальной помехи наблюдается на частоте 2×F_s (двойная частота переключения), соответственно, входные/выходные пульсации могут быть подавлены. Таким образом, частота среза фильтра EMI будет выше при использовании интерливинга, это означает, что требуется меньший уровень подавления и для соответствия стандартным требованиям может использоваться более простой EMI-фильтр.

Рис. 6. Разница в уровне дифференциальных помех для однофазного (без интерливинга) и двухфазного (с интерливингом) режимов

Результаты экспериментов

Для подтверждения характеристик второго поколения 1200 В/20 A SiC MOSFET был разработан 10-кВт повышающий DC/DC-преобразователь, работающий в режиме жесткого переключения, показанный на рис. 7. При этом также проводилось сравнение скорости переключения и производительности кремниевого ключа 1200 В/40 A IGBT IGW40N120H3 и 1200 В/20 A SiC MOSFET. Размеры печатной платы 240×140×90 мм, использован контроллер ШИМ с интерливингом UCC28220 и драйвер затвора IC-IXYS IXDN609.

Рис. 7. Повышающий конвертер с интерливингом мощностью 10 кВт на базе SiC MOSFET

Эффективность преобразования

На рис. 8 представлены результаты измерения КПД для SiC MOSFET на частоте 100 кГц (первое поколение SiC MOSFET CMF20120D и второе поколение SiC MOSFET C2M0080120D) и Si IGBT (IGW40N120H3) на частоте 20 кГц. Во всех случаях использовались выходные диоды Cree 1200 В SiC Шоттки C4D10120D, что необходимо для корректного сравнения; все данные получены при величине внешнего резистора затвора 2 Ом.

Рис. 8. Сравнение КПД 10-кВт преобразователя на базе 1-го и 2-го поколения SiC MOSFET и Si IGBT

Из результатов теста видно, что применение ключа SiC на частоте коммутации, в пять раз превышающей F_sw кремниевого транзистора, позволяет добиться максимальной эффективности 99,3% при 100 кГц. При этом снижение потерь составляет 18% относительно IGBT, работающего на частоте 20 кГц. При небольших нагрузках, где КПД имеет наихудшее значение, в обоих случаях вариант 100 кГц SiC соответствует производительности кремниевого ключа на 20 кГц, этим подтверждается, что SiC MOSFET обладает очень низкими динамическими потерями. При любом способе сравнения оказывается, что преобразователи на основе карбидокремниевых структур имеют преимущество как по эффективности, так и по частоте коммутации.

Энергия включения и выключения E_on и E_off

Меньшее значение потерь переключения является ключевым преимуществом SiC MOSFET при работе на высокой частоте. На рис. 9 и 10 представлены эпюры включения C2M0080120D и IGW40N120H3, E_on = 54,5 мДж для SiC MOSFET и 115,1 мДж для Si IGBT.

Рис. 9. Включение C2M0080120D на частоте 100 кГц (100 нс/дел)

Рис. 10. Включение IGW40N120H3 на частоте 20 кГц (200 нс/дел)

На рис. 11 и 12 показаны эпюры выключения сигналов транзисторов C2M0080120D и IGW40N120H3, E_off = 83,3 мДж для SiC MOSFET и 911,5 мДж для Si IGBT, то есть преимущество SiC-структур примерно десятикратное. Полученные при тестировании общие потери переключения для SiC MOSFET на частоте 100 кГц составляют 13,8 Вт, в то время как для IGBT на частоте 20 кГц этот показатель около 20,5 Вт, что примерно на треть выше. Это подтверждает тот факт, что применение SiC MOSFET вместо Si IGBT позволяет снизить потери переключения даже на значительно большей частоте коммутации, наиболее ярко это преимущество проявляется в режиме выключения. Ключи Si IGBT имеют большие потери выключения из-за наличия «хвостового» тока IGBT, свойственного даже высокоскоростным транзисторам.

Рис. 11. Выключение C2M0080120D на частоте 100 кГц (100 нс/дел)

Рис. 12. Выключение IGW40N120H3 на частоте 20 кГц (200 нс/дел)

Тепловые характеристики

На рис. 13 и 14 приведено сравнение теплового профиля преобразователя на базе SiC MOSFET C2M0080120D и Si IGBT IGW40N120H3. Тесты проведены при входном напряжении 450 В DC, выходном напряжении 650 В DC и полной нагрузке 2×5 кВт. Температура окружающей среды составляет +25 °С, применен режим естественного охлаждения радиатора, измерения проведены с открытым корпусом. При всех испытаниях использованы выходные диоды SiC Шоттки C4D20120D, что обеспечивает корректное сравнение обоих вариантов исполнения. Транзисторы SiC MOSFET имеют меньшие потери, благодаря чему температура корпуса оказывается ниже на 40 °С, т. е. более чем на 40% по сравнению с Si IGBT. Это значит, что для охлаждения SiC MOSFET можно применить более легкий, тонкий и дешевый радиатор. Кроме того, при использовании Si IGBT на частоте 20 кГц необходим больший дроссель с низкой плотностю мощности по сравнению с SiC MOSFET на частоте 100 кГц.

Рис. 13. Тепловой профиль при полной нагрузке C2M0080120D на частоте 100 кГц

Рис. 14. Тепловой профиль при полной нагрузке IGW40N120H3 на частоте 20 кГц

Заключение

Описанный в статье повышающий преобразователь мощностью 10 кВт, работающий в режиме жесткого переключения с интерливингом, наглядно демонстрирует достоинства SiC-транзисторов и диодов в системах данного диапазона мощности. Преимущества от использования SiC-структур с присущей им энергетической эффективностью проявляются в уменьшении энергии потерь, снижении размеров и веса преобразователя, меньшей стоимости комплектующих и впечатляющем снижении рабочей температуры. Конвертеры, полностью разработанные на основе SiC-приборов, особенно эффективны в новых применениях силовой электроники, в результате чего все больше и больше SiC-устройств в различных корпусах находят применение на рынке. В ближайшем будущем ожидается массовый переход от кремниевых приборов на карбидокремниевые в системах мощностью от сотен ватт до сотен киловатт.