Влияние емкости нагрузки на динамические потери IGBT

Динамические потери

Схема измерений

Влияние распределенной емкости кабеля исследовалось на примере стандартного привода, в состав которого входит трехфазный инвертор напряжения и асинхронный двигатель (ASM), подключенный посредством экранированного кабеля разной длины. На рис. 1 показана функциональная схема привода, содержащая принципиально важные EMI-компоненты, такие как сетевой фильтр и Y-конденсаторы. IGBT переключаются с высокими скоростями изменения напряжения dv/dt между фазами, а также между фазами и шиной заземления, что приводит к протеканию тока через паразитные емкости, находящиеся между проводами и экраном. Направление емкостного тока показано стрелками на рис. 1, он проходит от транзистора через Y-конденсаторы на шасси, кабели и экраны, затем обратно в DC-шину и IGBT. Так как корпус двигателя обычно закрепляется на заземленной платформе, часть тока протекает непосредственно на землю и обратно в сеть и инвертор.

Рис. 1. Упрощенная принципиальная схема привода

В инверторе привода использован модуль MiniSKiiP 1 (SKiiP11AC12T4V1 [1]) с током І_С(nom) = 8 А и рабочим напряжением V_CES = 1200 В. Номинальные значения динамических потерь: Е_on = 0,87 мДж и Е_off = 0,75 мДж → E_sw(ref) = 1,62 мДж (при 8 А, 600 В, +150 °С, R_G = 56 Ом). Модуль установлен на тестовой печатной плате, на которой расположены конденсаторы DC-шины и цепи соединения с внешним драйвером. Подключение инвертора к двигателю осуществляется посредством двойного экранированного кабеля сечением 4×4 мм² [7] с максимальным током 34 Arms. Выходной фильтр не используется.

Концепция заземления и взаимосвязь цепей

Чаще всего на практике используется две основные схемы заземления (рис. 2):

1. Цепь заземления подключается к средней точке звена постоянного тока, что виртуально соответствует ситуации с входным выпрямителем и заземленной нейтрали сети, имеющей схему «звезда» (без Y-конденсаторов).
2. Заземление шины –DC, что для IGBT нижнего плеча (Т2) соответствует ситуации, когда Y-конденсаторы включены между «+»/«–» DC-шин и общим проводом. Поскольку Y-конденсаторы намного больше паразитных емкостей, они представляют собой короткое замыкание (КЗ) для ВЧ-токов, поэтому распределенные элементы можно проигнорировать.

Рис. 2. Концепция заземления

В нашем случае заземление реализовано с помощью толстой широкой медной пластины, расположенной под всей испытательной установкой. Соединения монтажных плат модулей и мотора с землей производятся с помощью гибких медных полосок, что обеспечивает низкоимпедансный контакт в диапазоне высоких частот.

Анализ градиентов ∆V на всех «связанных» конденсаторах показывает, что абсолютная разность потенциалов всегда равна напряжению DC-шины: от –V_СС/2 до +V_CC/2 или от 0 до V_CC. Следовательно, токи утечки будут одинаковы в обоих случаях (рис. 3). Большая емкость звена постоянного тока действует как КЗ для емкостных ВЧ-токов. Для упрощения процесса измерений во всех дальнейших исследованиях используется вторая концепция заземления (шина –DC).

Рис. 3. Эпюры VCE и IC IGBT для двух концепций заземления

Паразитная емкость C_DBC изолирующей DBC-подложки толщиной 0,38 мм из керамики Al₂O₃ (емкостный ток обусловлен скачками АС потенциала) составляет около 20 пФ на 1 см². Выходная емкость IGBT: C_oes = 50 пФ. Распределенная удельная емкость кабеля (между проводом и экраном) C_WS = 150 пФ/м, между проводами C_WW = C_WPE = 90 пФ/м [7]. Емкости трех проводников соединены параллельно, две C_WW между фазой U и V/W, а также C_WPE между фазой U и проводом РЕ (~270 пФ/м). Эти паразитные параметры более всего влияют на характер переключения транзистора, особенно при использовании длинных экранированных кабелей. Величина C_ASM не указана, но ее воздействие при длине кабеля до 10 м невелико, что подтверждается малой величиной пикового тока без учета емкости кабеля (2 A_peak, рис. 6). Тем не менее наличие C_ASM может повлиять на результаты, например при использовании небольших, но длинных сервомоторов, имеющих бόльшую емкость, чем обычный двигатель ASM.

I_C ~ I_–DC = I_shield,inv+I_Earth+I_+DC+I_{Cap_DBC}

I_shield,inv ~ I_{Cap_WPE}+I_{Cap_WS}

I_+DC = I_load+2 × I_{Cap_WW}

Оценка динамических потерь с помощью «двухимпульсного» теста

Коммутационные потери оцениваются в соответствии со стандартом IEC60747-9 [5] с помощью «двухимпульсного» теста. В отличие от типовых условий испытаний, экранированный кабель подключается между силовым модулем и индуктивной нагрузкой. Кроме того, нагрузкой является не обычный дроссель, применяемый в лабораторных условиях, а двигатель ASM с дополнительной емкостной связью между обмотками и заземленным корпусом. Амплитуда тока задается длительностью первого импульса в стандартной тестовой последовательности. После выключения IGBT его ток перекоммутируется в оппозитный диод и протекает через него до тех пор, пока транзистор не будет включен во второй раз.

Благодаря высокой индуктивности нагрузки ток в ней почти не меняется. Первое выключение и второе включение IGBT используются для измерения энергии динамических потерь (осциллограммы на рис. 4). Более подробное описание методики проведения «двухимпульсного» теста и необходимого оборудования можно найти в [6].

Рис. 4. Схема и эпюры «двухимпульсного» теста

В ходе испытаний коммутируется нижний IGBT в фазе U (Т2) с оппозитным диодом (D1), как показано на рис. 4. Остальные пять IGBT либо постоянно включены (Т3, Т6 = +DC в фазе V и W), либо постоянно выключены (Т1, Т4 и Т6).

Режимы работы:

• ток нагрузки i_U = І_С(nom) = 8 А;
• напряжение DC-шины V_CC = 600 В;
• температура кристаллов Т_ј = +25 °С;
• выходное напряжение драйвера V_GЕ = +15 В/–7 В;
• сопротивление затвора R_G = 56 Ом (соответствует спецификации IGBT);
• длина кабеля = 10 м, экран на обоих концах заземлен.

Зависимость результатов от параметров схемы

Положение кабеля

Для экранированного кабеля не имеет значения, каким образом он расположен (свернут или вытянут в длину). Это объясняется тем, что снаружи кабеля отсутствует емкостная связь между экранами и, по крайней мере, нет изменяющегося электрического потенциала. Осциллограммы для обоих вариантов, а также «референтная кривая» для случая экранированного провода показаны на рис. 5.

Рис. 5. Эпюры сигналов при различном положении кабеля с экраном и без него

Экранирование кабеля

Было проведено исследование и сравнение трех случаев:

1. Кранированный кабель длиной 10 м (референтное значение).
2. Аналогичный кабель без экрана, но с витыми одиночными проводами (влияние связанных емкостей между фазами, мотор и силовой модуль заземлены).
3. Одиночные, не витые провода по трем фазам (только влияние емкостей между мотором и силовым модулем относительно земли).

Удаление экрана снижает величину емкостного тока I_{Cap_peak} с 9 до 6,5 А, а дополнительное устранение связи между провод­никами — до 2 А (одиночный провод). Если взаимная связь проводников в кабеле пропадает, то только емкостной ток мотора C_ASM может проходить через потенциал земли обратно к инвертору. В других случаях он течет через экран и провод PE. Если емкостной ток двигателя (2 А) вычитается из общего значения, то остается 7 А для экранированного кабеля и 4,5 А для витого провода. Соотношение между ними хорошо согласуется с величинами емкостей для этих двух случаев: 420 пФ/м у экранированного кабеля (150 пФ/м + 3×90 пФ/м) и 270 пФ/м у четырех витых пар.

Скорость изменения напряжения dv_CE/dt возрастает при снижении емкостной нагрузки, как и ожидалось. Энергия переключения E_sw для референтного случая экранированного кабеля длиной 10 м (1,4 мДж) уменьшается примерно на 22% при удалении экрана (1,1 мДж) и еще на 10% для одиночного провода (1 мДж). Это соответствует величине E_sw при температуре +25 °C и чисто индуктивной нагрузке, указанной в технической спецификации.

Длина кабеля

Влияние длины кабеля L_cable исследовалось путем измерений на пяти образцах от 2 до 50 м (рис. 6). При включении емкостной ток оказывает доминирующее влияние на динамические характеристики, с увеличением длины кабеля растет амплитуда пульсаций. При L_cable = 50 м IGBT даже выходит из насыщения и ограничивает нагрузку на уровне около 24 А (3×I_Cnom). На следующей отрицательной полуволне ток пересекает нулевую линию, антипараллельный диод находится под влиянием емкостной связи между проводами кабеля (C_WW). Ток обратного восстановления оппозитного диода проявляется в виде первого маленького всплеска 12 A_peak длительностью около 100 нс.

Рис. 6. Эпюры токов и напряжений IGBT при различной длине кабеля (Т = +25 °С)

Разностный ток I_C и I_+DC, обусловленный наличием емкостей между заземлением модуля (C_WS, C_WPE, C_DBC, C_ASM) и входом кабеля, проходит через потенциалы монтажной плиты модуля и заземления двигателя. Появление дополнительного тока, а также снижение скорости изменения напряжения dv_CE/dt увеличивают потери включения E_on более чем на 250% относительно варианта без кабеля (рис. 7).

Рис. 7. Зависимость потерь переключения Esw от длины кабеля при номинальном токе (8 А) по отношению к Enom («чистая» индуктивность, длина кабеля = 0 м) при комнатной температуре

При выключении характер коммутации более плавный, поскольку выходная емкость снижает скорость нарастания напряжения. Основная часть емкостного тока проходит через DC-шину. Потери выключения IGBT E_off снижаются примерно на 50%, однако высокочастотная составляющая тока в шине DC+ создает дополнительное рассеяние мощности в конденсаторах звена постоянного тока. Характерную «ступеньку» на кривой напряжения можно объяснить волновыми эффектами в кабеле, которые не зависят от скорости переключения полупроводника или свойств драйвера. Чем длиннее кабель, тем более выраженным является этот эффект.

Влияние параметров схемы наглядно продемонстрировано автором статьи путем моделирования [3]. При этом сложная конфигурация с элементами L_W, R_W, C_WW, C_WPE и C_WS заменена на простую схему, содержащую пять RLC-звеньев. Для кабелей длиной более 2,5 м RLC-цепи используются вместо одиночных сосредоточенных элементов, поскольку они отображают свойства «длинного кабеля» по отношению к диапазону частот, соответствующему временам коммутации IGBT. Компоненты RLC были «параметризованы» в соответствии с технической спецификацией кабеля с небольшими изменениями, необходимыми для адаптации методов измерений и моделирования.

Ток нагрузки

Уровень тока нагрузки оказывает большое влияние на потери включения E_on и время нарастания напряжения при выключении. Как видно из рассмотрения рис. 8, E_off = 0, когда I_C стремится к нулю, однако при этом наблюдается большое смещение E_on. Оставшиеся 0,4 мДж составляют около 28% потерь коммутации при номинальном токе и температуре T_j = +25 °С. Смещение по E_on (абсолютное значение) является почти постоянным во всем диапазоне токов инвертора. Поскольку собственные потери полупроводников растут с увеличением T_j, а потери, спровоцированные наличием емкости нагрузки, остаются практически постоянными, «кабельный» эффект уменьшается при более высокой температуре кристаллов. Но в режиме холостого хода остается еще около 22% от номинального значения энергии, оговоренного в спецификации при T_j = +125 °C, и примерно 20% при T_j = +150 °C. Эти дополнительные 20% E_sw далее используются для расчета динамических потерь инвертора с учетом параметров нагрузочного кабеля.

Рис. 8. Влияние тока нагрузки на потери переключения при комнатной температуре (Т = +25 °C)

Из рис. 9 следует, что емкостная составляющая (~12 А) одинакова при низкой и высокой нагрузке. При малых токах их направление меняется во время осцилляций, а антипараллельный диод переходит в проводящее состояние. Скорость заряда емкостей, параллельных IGBT, при этом не превышает 600 В/мкс, поэтому напряжение растет пропорционально нагрузке. Эффективная величина емкости для конфигурации с кабелем длиной 10 м составляет около 3 нФ (2 мкс/600 В).

Рис. 9. Осциллограммы тока при IC = 2 и 8 А

Напряжение DC-шины

Напряжение звена постоянного тока оказывает на коммутационные потери такое же влияние, как величина чисто индуктивной нагрузки при стандартных условиях коммутации. Значение E_on при V_DC = 400 В составляет около 50% от потерь включения при V_DC = 600 В, а E_off (@400 В) — 78% от E_off (@600 В). Эмпирический показатель степени для соотношения номинального и фактического напряжения — 1,4; он же используется при расчете потерь IGBT с индуктивной нагрузкой:

E_sw(@400 B) = E_sw(@600 B) × (400/600)^1,4.

На рис. 10 показаны осциллограммы токов и напряжений при различных напряжениях звена постоянного тока.

Рис. 10. Осциллограммы токов и напряжений при различных значениях VDC

Температура кристалла T_j

Для исследования влияния температуры полупроводниковых кристаллов на потери переключения монтажная плита модуля нагревалась до +125 °C. Измерения, проводимые при различной длине кабеля (рис. 11 и 12), показали, что во всех случаях увеличение T_j приводит к росту мощности рассеяния. В процентном соотношении он оказывается меньше при высоких температурах, чем при низких. Причина этого заключается в том, что потери в полупроводниковых приборах растут с увеличением температуры, а их емкостная составляющая остается практически постоянной. Конечно, абсолютное значение при +125 °C (100% ~ 1,5 мДж) выше, чем при +25 °C (100% ~ 1 мДж). Температурный коэффициент динамических потерь при длине кабеля 10 м (0,0025/°С) несколько ниже справочного значения (при нулевой длине кабеля — 0,003/°С).

Рис. 11. Зависимость энергии потерь Esw от длины кабеля при номинальном токе (8 А) по отношению к номинальному значению («чистая» индуктивность, длина кабеля = 0 м) при температуре +125 °C

Рис. 12. Сравнение энергии потерь E при температуре +25 и +125 °C при номинальном токе (8 А) по отношению к Enom («чистая» индуктивность, длина кабеля = 0 м)

Пример

Расчет динамических потерь при температуре +100 °C и длине кабеля 20 м на основе номинального значения E_sw при +125 °C:

Без кабеля E_sw = 1,5 мДж.

 E_sw(+125 °С, 20 м) = E_sw(+125 °С, 0 м)×1,3 = = 1,95 мДж.

Коэффициент 1,3, соответствующий длине кабеля, интерполирован из рис. 12.

E_sw(+100 °С, 20 м) = E_sw(+125 °С, 20 м) × × (1+0,0025/°С × (+100 минус +125 °С)).

E_sw(+125 °С, 20 м) = 1,95 мДж × 0,94 = = 1,83 мДж.

Расчеты

Динамические потери

Потери холостого хода не учитываются в общей формуле коммутационных потерь инвертора, работающего в режиме ШИМ [2]. Они полагаются равными нулю при нулевой нагрузке, хотя это не совсем корректно, если она чисто индуктивная. Небольшой емкостной ток, обусловленный наличием паразитных емкостей у полупроводниковых элементов и модулей относительно земли, будет протекать в любом случае. Референсные значения (ref), используемые в формуле, указываются в спецификациях при номинальных условиях измерения. Как правило, это T_j(op,max), I_C(nom) и, например, V_CC = 600 В для IGBT с рабочим напряжением 1200 В:

Целесообразно дополнить эту формулу выражением, учитывающим емкостной ток кабеля. Оно дает смещение динамической энергии (здесь 20% при температуре +150 °С, см. раздел «Ток нагрузки»), которое прямо пропорционально частоте переключения и также зависит от длины кабеля и приложенного напряжения. Увеличение длины кабеля приводит к росту коммутационных потерь и задается показателем степени (здесь 0,37):

Пример

Сравнение динамических потерь ШИМ-инвертора при V_CC = 700 В, I_out = 7 A и f_sw = = 8 кГц, E_sw = 1,62 мДж (8 A, 600 В, +150 °C):

a) Без кабеля:

б) Кабель 20 м:

При аналогичном уровне потерь проводимости IGBT и в заданном режиме работы (P_cond ~ 5,8 Вт) это означает, что общее значение мощности рассеяния увеличивается от P_IGBT = P_sw+P_cond = 11,7 Вт без кабеля до 15,9 Вт (+36%) с экранированным кабелем длиной 20 м. Хорошая новость заключается в том, что во время перегрузки степень влияния кабеля в процентном соотношении снижается. Например, при двукратной перегрузке (І_out = 14 А) величина P_cond вырастает до 19 Вт, в то время как значение P_swa) без кабеля составляет 11,9 Вт, а с кабелем P_swb) = 16 Вт. Следовательно, общие потери увеличиваются от 30,9 до 35 Вт (+13%).

«Мертвое» время

Кратковременная блокировка включения оппозитного транзистора («мертвое» время t_DT) необходима для исключения динамического КЗ между ключами в полумостовом каскаде инвертора. Длительность t_DT должна выбираться таким образом, чтобы один IGBT гарантированно блокировался перед включением другого. Однако задержка включения t_{d_on}, время нарастания t_r и спада t_f из спецификации транзистора не могут использоваться для расчета минимального значения t_DT при значительной емкостной нагрузке. Время нарастания напряжения при выключении IGBT с почти нулевым током может увеличиться на несколько микросекунд (рис. 9). В этом случае минимальное время блокировки определяется емкостью кабеля, а не полупроводникового прибора. Здесь мы пренебрегаем тем фактом, что данный эффект может вызвать дополнительные потери в инверторе.

Если включение происходит слишком рано, ток не коммутируется в антипараллельный диод, а напряжение по-прежнему присутствует на оппозитном ключе. При этом «пассивно» открытый ключ соединяет между собой емкость звена постоянного тока C_DC, а также кабельную и выходную емкости, имеющие различный потенциал. Возникающий ток создает дополнительные потери, которые в открытом IGBT без учета емкостной составляющей, как правило, меньше. Это не является динамическим КЗ, поскольку выключенный транзистор уже полностью заблокирован, однако данный эффект оказывает аналогичное влияние на мощность рассеяния.

Детектирование короткого замыкания

Наиболее распространенным методом защиты от КЗ является мониторинг напряжения насыщения IGBT V_CE(sat) и его сравнение с некоторым порогом (обычно 5–7 В). Когда прямое напряжение превышает опорное значение, драйвер определяет аварийный режим, и транзистор блокируется. Режим мониторинга V_CE(sat) активируется через несколько микросекунд после включения IGBT, чтобы прямое напряжение достигло своего устойчивого состояния. Эта задержка называется временем блокировки t_bl. Если осцилляции не заканчиваются (рис. 6), то длительность t_bl должна быть увеличена для исключения ложных срабатываний.

Для серийно выпускаемых транзисторов, например IGBT Trench 4 с допустимой длительностью импульса КЗ t_psc ≤ 10 мкс, мониторинг напряжения насыщения обеспечивает безопасное отключение аварийных токов. Однако современные тенденции снижения размера чипов и увеличения плотности тока приводят к тому, что допустимое время КЗ у будущих поколений IGBT и уже выпускаемых низковольтных IGBT и SiC-MOSFET становится гораздо меньше. Может оказаться, что в этом случае метод мониторинга V_CE(sat) окажется неэффективным для безопасного отключения состояния перегрузки или будет приводить к ложным срабатываниям схемы защиты.

Заключение

Экранированные кабели часто применяются для улучшения электромагнитной совместимости (EMC). Наличие паразитных емкостей кабеля увеличивает энергию включения E_on IGBT в большей степени, чем снижает потери выключения E_off. Поэтому в итоге может наблюдаться достаточно высокий рост энергии динамических потерь, зависящий от длины кабеля. Это увеличение можно определить в режиме холостого хода при нулевом токе, полученное значение будет добавляться к суммарной величине E_sw во всем диапазоне токов.

С ростом нагрузки описанный эффект становится менее важным, поскольку «собственные» коммутационные потери полупроводниковых приборов практически линейно зависят от тока кристалла. Например, при изменении тока IGBT с 10 до 100 А динамические потери растут также примерно в 10 раз, а влияние емкости в тех же условиях увеличивается менее чем в три раза.

Очень сложно определить, до какого конкретно уровня нагрузки следует учитывать емкостной эффект, поскольку он зависит от максимальной длины кабеля, соотношения между статическими и динамическими потерями, а также режима работы двигателя (S1, S2…S8). В общем случае можно сказать, что увеличение E_sw нужно рассматривать, если оно составляет несколько ватт на IGBT. Кроме того, емкость кабеля влияет на потери в звене постоянного тока, временные параметры IGBT (t_r, t_f, t_dt), а также время блокировки t_bl схемы защиты от КЗ по напряжению насыщения V_CE(sat).