Электропривод

Влияние емкости нагрузки на динамические потери IGBT

№ 5’2017
PDF версия
Справочные значения динамических потерь силовых ключей приводятся в документации с учетом работы на индуктивную нагрузку, что соответствует требованиям стандартов IEC и согласуется с условиями эксплуатации в большинстве реальных приложений. В приводах малой и средней мощности для соединения с двигателем часто используется длинный кабель (например, в сервоприводах), при этом нагрузка получает значительную емкостную составляющую, что необходимо учитывать при расчете потерь переключения. Информация об этом отсутствует в технических спецификациях, ее достаточно трудно найти и в специальных публикациях. Данная работа дает общее представление по этому вопросу, также здесь можно найти некоторые полезные рекомендации. Полученные результаты будут отличаться для модулей разных типоразмеров, поэтому их не следует относить ко всем компонентам и устройствам. Основная часть содержания и большинство графических материалов взяты из магистерской диссертации Дениса Рихтера [3] и статьи Ларса Миддельшадта [4]. Фрагменты текста и рисунков из этих публикаций не указаны в качестве конкретных цитат. Мы выражаем благодарность авторам, а также профессору Андеасу Линдеманну (Andreas Lindemann) из Института электроэнергетических систем Университета Магдебурга за поддержку.

Динамические потери

Схема измерений

Влияние распределенной емкости кабеля исследовалось на примере стандартного привода, в состав которого входит трехфазный инвертор напряжения и асинхронный двигатель (ASM), подключенный посредством экранированного кабеля разной длины. На рис. 1 показана функциональная схема привода, содержащая принципиально важные EMI-компоненты, такие как сетевой фильтр и Y-конденсаторы. IGBT переключаются с высокими скоростями изменения напряжения dv/dt между фазами, а также между фазами и шиной заземления, что приводит к протеканию тока через паразитные емкости, находящиеся между проводами и экраном. Направление емкостного тока показано стрелками на рис. 1, он проходит от транзистора через Y-конденсаторы на шасси, кабели и экраны, затем обратно в DC-шину и IGBT. Так как корпус двигателя обычно закрепляется на заземленной платформе, часть тока протекает непосредственно на землю и обратно в сеть и инвертор.

Упрощенная принципиальная схема привода

Рис. 1. Упрощенная принципиальная схема привода

В инверторе привода использован модуль MiniSKiiP 1 (SKiiP11AC12T4V1 [1]) с током ІС(nom) = 8 А и рабочим напряжением VCES = 1200 В. Номинальные значения динамических потерь: Еon = 0,87 мДж и Еoff = 0,75 мДж Esw(ref) = 1,62 мДж (при 8 А, 600 В, +150 °С, RG = 56 Ом). Модуль установлен на тестовой печатной плате, на которой расположены конденсаторы DC-шины и цепи соединения с внешним драйвером. Подключение инвертора к двигателю осуществляется посредством двойного экранированного кабеля сечением 4×4 мм2 [7] с максимальным током 34 Arms. Выходной фильтр не используется.

Концепция заземления и взаимосвязь цепей

Чаще всего на практике используется две основные схемы заземления (рис. 2):

  1. Цепь заземления подключается к средней точке звена постоянного тока, что виртуально соответствует ситуации с входным выпрямителем и заземленной нейтрали сети, имеющей схему «звезда» (без Y-конденсаторов).
  2. Заземление шины –DC, что для IGBT нижнего плеча (Т2) соответствует ситуации, когда Y-конденсаторы включены между «+»/«–» DC-шин и общим проводом. Поскольку Y-конденсаторы намного больше паразитных емкостей, они представляют собой короткое замыкание (КЗ) для ВЧ-токов, поэтому распределенные элементы можно проигнорировать.
Концепция заземления

Рис. 2. Концепция заземления

В нашем случае заземление реализовано с помощью толстой широкой медной пластины, расположенной под всей испытательной установкой. Соединения монтажных плат модулей и мотора с землей производятся с помощью гибких медных полосок, что обеспечивает низкоимпедансный контакт в диапазоне высоких частот.

Анализ градиентов V на всех «связанных» конденсаторах показывает, что абсолютная разность потенциалов всегда равна напряжению DC-шины: от –VСС/2 до +VCC/2 или от 0 до VCC. Следовательно, токи утечки будут одинаковы в обоих случаях (рис. 3). Большая емкость звена постоянного тока действует как КЗ для емкостных ВЧ-токов. Для упрощения процесса измерений во всех дальнейших исследованиях используется вторая концепция заземления (шина –DC).

Эпюры VCE и IC IGBT для двух концепций заземления

Рис. 3. Эпюры VCE и IC IGBT для двух концепций заземления

Паразитная емкость CDBC изолирующей DBC-подложки толщиной 0,38 мм из керамики Al2O3 (емкостный ток обусловлен скачками АС потенциала) составляет около 20 пФ на 1 см2. Выходная емкость IGBT: Coes = 50 пФ. Распределенная удельная емкость кабеля (между проводом и экраном) CWS = 150 пФ/м, между проводами CWW = CWPE = 90 пФ/м [7]. Емкости трех проводников соединены параллельно, две CWW между фазой U и V/W, а также CWPE между фазой U и проводом РЕ (~270 пФ/м). Эти паразитные параметры более всего влияют на характер переключения транзистора, особенно при использовании длинных экранированных кабелей. Величина CASM не указана, но ее воздействие при длине кабеля до 10 м невелико, что подтверждается малой величиной пикового тока без учета емкости кабеля (2 Apeak, рис. 6). Тем не менее наличие CASM может повлиять на результаты, например при использовании небольших, но длинных сервомоторов, имеющих бόльшую емкость, чем обычный двигатель ASM.

IC ~ I–DC = Ishield,inv+IEarth+I+DC+ICap_DBC

Ishield,inv ~ ICap_WPE+ICap_WS

I+DC = Iload+2 × ICap_WW

Оценка динамических потерь с помощью «двухимпульсного» теста

Коммутационные потери оцениваются в соответствии со стандартом IEC60747-9 [5] с помощью «двухимпульсного» теста. В отличие от типовых условий испытаний, экранированный кабель подключается между силовым модулем и индуктивной нагрузкой. Кроме того, нагрузкой является не обычный дроссель, применяемый в лабораторных условиях, а двигатель ASM с дополнительной емкостной связью между обмотками и заземленным корпусом. Амплитуда тока задается длительностью первого импульса в стандартной тестовой последовательности. После выключения IGBT его ток перекоммутируется в оппозитный диод и протекает через него до тех пор, пока транзистор не будет включен во второй раз.

Благодаря высокой индуктивности нагрузки ток в ней почти не меняется. Первое выключение и второе включение IGBT используются для измерения энергии динамических потерь (осциллограммы на рис. 4). Более подробное описание методики проведения «двухимпульсного» теста и необходимого оборудования можно найти в [6].

Схема и эпюры «двухимпульсного» теста

Рис. 4. Схема и эпюры «двухимпульсного» теста

В ходе испытаний коммутируется нижний IGBT в фазе U (Т2) с оппозитным диодом (D1), как показано на рис. 4. Остальные пять IGBT либо постоянно включены (Т3, Т6 = +DC в фазе V и W), либо постоянно выключены (Т1, Т4 и Т6).

Режимы работы:

  • ток нагрузки iU = ІС(nom) = 8 А;
  • напряжение DC-шины VCC = 600 В;
  • температура кристаллов Тј = +25 °С;
  • выходное напряжение драйвера V = +15 В/–7 В;
  • сопротивление затвора RG = 56 Ом (соответствует спецификации IGBT);
  • длина кабеля = 10 м, экран на обоих концах заземлен.

 

Зависимость результатов от параметров схемы

Положение кабеля

Для экранированного кабеля не имеет значения, каким образом он расположен (свернут или вытянут в длину). Это объясняется тем, что снаружи кабеля отсутствует емкостная связь между экранами и, по крайней мере, нет изменяющегося электрического потенциала. Осциллограммы для обоих вариантов, а также «референтная кривая» для случая экранированного провода показаны на рис. 5.

Эпюры сигналов при различном положении кабеля с экраном и без него

Рис. 5. Эпюры сигналов при различном положении кабеля с экраном и без него

Экранирование кабеля

Было проведено исследование и сравнение трех случаев:

  1. Кранированный кабель длиной 10 м (референтное значение).
  2. Аналогичный кабель без экрана, но с витыми одиночными проводами (влияние связанных емкостей между фазами, мотор и силовой модуль заземлены).
  3. Одиночные, не витые провода по трем фазам (только влияние емкостей между мотором и силовым модулем относительно земли).

Удаление экрана снижает величину емкостного тока ICap_peak с 9 до 6,5 А, а дополнительное устранение связи между провод­никами — до 2 А (одиночный провод). Если взаимная связь проводников в кабеле пропадает, то только емкостной ток мотора CASM может проходить через потенциал земли обратно к инвертору. В других случаях он течет через экран и провод PE. Если емкостной ток двигателя (2 А) вычитается из общего значения, то остается 7 А для экранированного кабеля и 4,5 А для витого провода. Соотношение между ними хорошо согласуется с величинами емкостей для этих двух случаев: 420 пФ/м у экранированного кабеля (150 пФ/м + 3×90 пФ/м) и 270 пФ/м у четырех витых пар.

Скорость изменения напряжения dvCE/dt возрастает при снижении емкостной нагрузки, как и ожидалось. Энергия переключения Esw для референтного случая экранированного кабеля длиной 10 м (1,4 мДж) уменьшается примерно на 22% при удалении экрана (1,1 мДж) и еще на 10% для одиночного провода (1 мДж). Это соответствует величине Esw при температуре +25 °C и чисто индуктивной нагрузке, указанной в технической спецификации.

Длина кабеля

Влияние длины кабеля Lcable исследовалось путем измерений на пяти образцах от 2 до 50 м (рис. 6). При включении емкостной ток оказывает доминирующее влияние на динамические характеристики, с увеличением длины кабеля растет амплитуда пульсаций. При Lcable = 50 м IGBT даже выходит из насыщения и ограничивает нагрузку на уровне около 24 А (3×ICnom). На следующей отрицательной полуволне ток пересекает нулевую линию, антипараллельный диод находится под влиянием емкостной связи между проводами кабеля (CWW). Ток обратного восстановления оппозитного диода проявляется в виде первого маленького всплеска 12 Apeak длительностью около 100 нс.

Эпюры токов и напряжений IGBT при различной длине кабеля (Т = +25 °С)

Рис. 6. Эпюры токов и напряжений IGBT при различной длине кабеля (Т = +25 °С)

Разностный ток IC и I+DC, обусловленный наличием емкостей между заземлением модуля (CWS, CWPE, CDBC, CASM) и входом кабеля, проходит через потенциалы монтажной плиты модуля и заземления двигателя. Появление дополнительного тока, а также снижение скорости изменения напряжения dvCE/dt увеличивают потери включения Eon более чем на 250% относительно варианта без кабеля (рис. 7).

Зависимость потерь переключения Esw от длины кабеля при номинальном токе (8 А) по отношению к Enom («чистая» индуктивность, длина кабеля = 0 м) при комнатной температуре

Рис. 7. Зависимость потерь переключения Esw от длины кабеля при номинальном токе (8 А) по отношению к Enom («чистая» индуктивность, длина кабеля = 0 м) при комнатной температуре

При выключении характер коммутации более плавный, поскольку выходная емкость снижает скорость нарастания напряжения. Основная часть емкостного тока проходит через DC-шину. Потери выключения IGBT Eoff снижаются примерно на 50%, однако высокочастотная составляющая тока в шине DC+ создает дополнительное рассеяние мощности в конденсаторах звена постоянного тока. Характерную «ступеньку» на кривой напряжения можно объяснить волновыми эффектами в кабеле, которые не зависят от скорости переключения полупроводника или свойств драйвера. Чем длиннее кабель, тем более выраженным является этот эффект.

Влияние параметров схемы наглядно продемонстрировано автором статьи путем моделирования [3]. При этом сложная конфигурация с элементами LW, RW, CWW, CWPE и CWS заменена на простую схему, содержащую пять RLC-звеньев. Для кабелей длиной более 2,5 м RLC-цепи используются вместо одиночных сосредоточенных элементов, поскольку они отображают свойства «длинного кабеля» по отношению к диапазону частот, соответствующему временам коммутации IGBT. Компоненты RLC были «параметризованы» в соответствии с технической спецификацией кабеля с небольшими изменениями, необходимыми для адаптации методов измерений и моделирования.

Ток нагрузки

Уровень тока нагрузки оказывает большое влияние на потери включения Eon и время нарастания напряжения при выключении. Как видно из рассмотрения рис. 8, Eoff = 0, когда IC стремится к нулю, однако при этом наблюдается большое смещение Eon. Оставшиеся 0,4 мДж составляют около 28% потерь коммутации при номинальном токе и температуре Tj = +25 °С. Смещение по Eon (абсолютное значение) является почти постоянным во всем диапазоне токов инвертора. Поскольку собственные потери полупроводников растут с увеличением Tj, а потери, спровоцированные наличием емкости нагрузки, остаются практически постоянными, «кабельный» эффект уменьшается при более высокой температуре кристаллов. Но в режиме холостого хода остается еще около 22% от номинального значения энергии, оговоренного в спецификации при Tj = +125 °C, и примерно 20% при Tj = +150 °C. Эти дополнительные 20% Esw далее используются для расчета динамических потерь инвертора с учетом параметров нагрузочного кабеля.

Влияние тока нагрузки на потери переключения при комнатной температуре (Т = +25 °C)

Рис. 8. Влияние тока нагрузки на потери переключения при комнатной температуре (Т = +25 °C)

Из рис. 9 следует, что емкостная составляющая (~12 А) одинакова при низкой и высокой нагрузке. При малых токах их направление меняется во время осцилляций, а антипараллельный диод переходит в проводящее состояние. Скорость заряда емкостей, параллельных IGBT, при этом не превышает 600 В/мкс, поэтому напряжение растет пропорционально нагрузке. Эффективная величина емкости для конфигурации с кабелем длиной 10 м составляет около 3 нФ (2 мкс/600 В).

Осциллограммы тока при IC = 2 и 8 А

Рис. 9. Осциллограммы тока при IC = 2 и 8 А

Напряжение DC-шины

Напряжение звена постоянного тока оказывает на коммутационные потери такое же влияние, как величина чисто индуктивной нагрузки при стандартных условиях коммутации. Значение Eon при VDC = 400 В составляет около 50% от потерь включения при VDC = 600 В, а Eoff (@400 В) — 78% от Eoff (@600 В). Эмпирический показатель степени для соотношения номинального и фактического напряжения — 1,4; он же используется при расчете потерь IGBT с индуктивной нагрузкой:

Esw(@400 B) = Esw(@600 B) × (400/600)1,4.

На рис. 10 показаны осциллограммы токов и напряжений при различных напряжениях звена постоянного тока.

Осциллограммы токов и напряжений при различных значениях VDC

Рис. 10. Осциллограммы токов и напряжений при различных значениях VDC

Температура кристалла Tj

Для исследования влияния температуры полупроводниковых кристаллов на потери переключения монтажная плита модуля нагревалась до +125 °C. Измерения, проводимые при различной длине кабеля (рис. 11 и 12), показали, что во всех случаях увеличение Tj приводит к росту мощности рассеяния. В процентном соотношении он оказывается меньше при высоких температурах, чем при низких. Причина этого заключается в том, что потери в полупроводниковых приборах растут с увеличением температуры, а их емкостная составляющая остается практически постоянной. Конечно, абсолютное значение при +125 °C (100% ~ 1,5 мДж) выше, чем при +25 °C (100% ~ 1 мДж). Температурный коэффициент динамических потерь при длине кабеля 10 м (0,0025/°С) несколько ниже справочного значения (при нулевой длине кабеля — 0,003/°С).

Зависимость энергии потерь Esw от длины кабеля при номинальном токе (8 А) по отношению к номинальному значению («чистая» индуктивность, длина кабеля = 0 м) при температуре +125 °C

Рис. 11. Зависимость энергии потерь Esw от длины кабеля при номинальном токе (8 А) по отношению к номинальному значению («чистая» индуктивность, длина кабеля = 0 м) при температуре +125 °C

Сравнение энергии потерь E при температуре +25 и +125 °C при номинальном токе (8 А) по отношению к Enom («чистая» индуктивность, длина кабеля = 0 м)

Рис. 12. Сравнение энергии потерь E при температуре +25 и +125 °C при номинальном токе (8 А) по отношению к Enom («чистая» индуктивность, длина кабеля = 0 м)

Формула

Пример

Расчет динамических потерь при температуре +100 °C и длине кабеля 20 м на основе номинального значения Esw при +125 °C:

Без кабеля Esw = 1,5 мДж.

 Esw(+125 °С, 20 м) = Esw(+125 °С, 0 м)×1,3 = = 1,95 мДж.

Коэффициент 1,3, соответствующий длине кабеля, интерполирован из рис. 12.

Esw(+100 °С, 20 м) = Esw(+125 °С, 20 м) × × (1+0,0025/°С × (+100 минус +125 °С)).

Esw(+125 °С, 20 м) = 1,95 мДж × 0,94 = = 1,83 мДж.

 

Расчеты

Динамические потери

Потери холостого хода не учитываются в общей формуле коммутационных потерь инвертора, работающего в режиме ШИМ [2]. Они полагаются равными нулю при нулевой нагрузке, хотя это не совсем корректно, если она чисто индуктивная. Небольшой емкостной ток, обусловленный наличием паразитных емкостей у полупроводниковых элементов и модулей относительно земли, будет протекать в любом случае. Референсные значения (ref), используемые в формуле, указываются в спецификациях при номинальных условиях измерения. Как правило, это Tj(op,max), IC(nom) и, например, VCC = 600 В для IGBT с рабочим напряжением 1200 В:

Формула

Целесообразно дополнить эту формулу выражением, учитывающим емкостной ток кабеля. Оно дает смещение динамической энергии (здесь 20% при температуре +150 °С, см. раздел «Ток нагрузки»), которое прямо пропорционально частоте переключения и также зависит от длины кабеля и приложенного напряжения. Увеличение длины кабеля приводит к росту коммутационных потерь и задается показателем степени (здесь 0,37):

Формула

Пример

Сравнение динамических потерь ШИМ-инвертора при VCC = 700 В, Iout = 7 A и fsw = = 8 кГц, Esw = 1,62 мДж (8 A, 600 В, +150 °C):

a) Без кабеля:

Формула

б) Кабель 20 м:

Формула

При аналогичном уровне потерь проводимости IGBT и в заданном режиме работы (Pcond ~ 5,8 Вт) это означает, что общее значение мощности рассеяния увеличивается от PIGBT = Psw+Pcond = 11,7 Вт без кабеля до 15,9 Вт (+36%) с экранированным кабелем длиной 20 м. Хорошая новость заключается в том, что во время перегрузки степень влияния кабеля в процентном соотношении снижается. Например, при двукратной перегрузке (Іout = 14 А) величина Pcond вырастает до 19 Вт, в то время как значение Pswa) без кабеля составляет 11,9 Вт, а с кабелем Pswb) = 16 Вт. Следовательно, общие потери увеличиваются от 30,9 до 35 Вт (+13%).

«Мертвое» время

Кратковременная блокировка включения оппозитного транзистора («мертвое» время tDT) необходима для исключения динамического КЗ между ключами в полумостовом каскаде инвертора. Длительность tDT должна выбираться таким образом, чтобы один IGBT гарантированно блокировался перед включением другого. Однако задержка включения td_on, время нарастания tr и спада tf из спецификации транзистора не могут использоваться для расчета минимального значения tDT при значительной емкостной нагрузке. Время нарастания напряжения при выключении IGBT с почти нулевым током может увеличиться на несколько микросекунд (рис. 9). В этом случае минимальное время блокировки определяется емкостью кабеля, а не полупроводникового прибора. Здесь мы пренебрегаем тем фактом, что данный эффект может вызвать дополнительные потери в инверторе.

Если включение происходит слишком рано, ток не коммутируется в антипараллельный диод, а напряжение по-прежнему присутствует на оппозитном ключе. При этом «пассивно» открытый ключ соединяет между собой емкость звена постоянного тока CDC, а также кабельную и выходную емкости, имеющие различный потенциал. Возникающий ток создает дополнительные потери, которые в открытом IGBT без учета емкостной составляющей, как правило, меньше. Это не является динамическим КЗ, поскольку выключенный транзистор уже полностью заблокирован, однако данный эффект оказывает аналогичное влияние на мощность рассеяния.

Детектирование короткого замыкания

Наиболее распространенным методом защиты от КЗ является мониторинг напряжения насыщения IGBT VCE(sat) и его сравнение с некоторым порогом (обычно 5–7 В). Когда прямое напряжение превышает опорное значение, драйвер определяет аварийный режим, и транзистор блокируется. Режим мониторинга VCE(sat) активируется через несколько микросекунд после включения IGBT, чтобы прямое напряжение достигло своего устойчивого состояния. Эта задержка называется временем блокировки tbl. Если осцилляции не заканчиваются (рис. 6), то длительность tbl должна быть увеличена для исключения ложных срабатываний.

Для серийно выпускаемых транзисторов, например IGBT Trench 4 с допустимой длительностью импульса КЗ tpsc ≤ 10 мкс, мониторинг напряжения насыщения обеспечивает безопасное отключение аварийных токов. Однако современные тенденции снижения размера чипов и увеличения плотности тока приводят к тому, что допустимое время КЗ у будущих поколений IGBT и уже выпускаемых низковольтных IGBT и SiC-MOSFET становится гораздо меньше. Может оказаться, что в этом случае метод мониторинга VCE(sat) окажется неэффективным для безопасного отключения состояния перегрузки или будет приводить к ложным срабатываниям схемы защиты.

 

Заключение

Экранированные кабели часто применяются для улучшения электромагнитной совместимости (EMC). Наличие паразитных емкостей кабеля увеличивает энергию включения Eon IGBT в большей степени, чем снижает потери выключения Eoff. Поэтому в итоге может наблюдаться достаточно высокий рост энергии динамических потерь, зависящий от длины кабеля. Это увеличение можно определить в режиме холостого хода при нулевом токе, полученное значение будет добавляться к суммарной величине Esw во всем диапазоне токов.

С ростом нагрузки описанный эффект становится менее важным, поскольку «собственные» коммутационные потери полупроводниковых приборов практически линейно зависят от тока кристалла. Например, при изменении тока IGBT с 10 до 100 А динамические потери растут также примерно в 10 раз, а влияние емкости в тех же условиях увеличивается менее чем в три раза.

Очень сложно определить, до какого конкретно уровня нагрузки следует учитывать емкостной эффект, поскольку он зависит от максимальной длины кабеля, соотношения между статическими и динамическими потерями, а также режима работы двигателя (S1, S2…S8). В общем случае можно сказать, что увеличение Esw нужно рассматривать, если оно составляет несколько ватт на IGBT. Кроме того, емкость кабеля влияет на потери в звене постоянного тока, временные параметры IGBT (tr, tf, tdt), а также время блокировки tbl схемы защиты от КЗ по напряжению насыщения VCE(sat).

Литература
  1. SEMIKRON.com
  2. Wintrich, U. Nicolai, W. Tursky, T. Reimann. Application Manual Power Semiconductors. 2nd edition. ISLE Verlag 2015.
  3. Dennis Richter. Detaillierte Untersuchung des Schaltverhaltens von Leistungshalbleitern bei langem Motorkabel. Masterarbeit Otto von Guericke Universität Magdeburg. 2016.
  4. Middelstädt, D. Richter, A. Lindemann, A. Wintrich. Influence of the Configuration of the Load Cable on Switching Characteristics of IGBTs. Proc. PCIM Europe Nuremberg. 2016.
  5. IEC60747-9 Semiconductor devices — Discrete devices, IGBT.
  6. Lamp. IGBT Peak Voltage Measurement and Snubber Capacitor Specification. SEMIKRON, AN-7006. 2008.
  7. helukabel.com

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *