Высокоэффективный, компактный резонансный ZVS мостовой конвертер на основе 1200 В SiC-MOSFET

Рис. 4. Частотная характеристика:
слева — Si MOSFET — fr = 130 кГц;
справа — SiC MOSFET — fr = 260 кГц

Мостовой ZVS LLC резонансный 8 кВт конвертер на базе 1200 В SiC-MOSFET

Для сравнения характеристик двух топологий схем был разработан двухуровневый ZVS LLC резонансный конвертер мощностью 8 кВт с применением SiC-ключей.

В таблице 2 дано сравнение основных параметров схем на основе кремниевых и карбидо-кремниевых приборов. При использовании SiC MOSFET и высокой резонансной частоты (260 кГц) резонансный контур получается маленьким, соответственно, в нем использованы меньшие номиналы компонентов. Кроме того, это решение оказывается более простым по сравнению с конвертером на Si MOSFET с частотой резонанса 130 кГц. В результате стоимость системы с высокой резонансной частотой на основе 1200 В SiC-MOSFET может быть снижена.

Рабочие режимы

Поскольку резонансный LLC контур имеет частотную модуляцию, конвертер может работать в трех состояниях в зависимости от входного напряжения и тока нагрузки.

Состояние 1

На резонансной частоте (f_s = f_r) на каждом полупериоде происходит передача полной энергии, при этом половина периода резонанса завершается в момент переключения полуволны. В конце процесса коммутации ток резонансного индуктора I_Lr равен току намагничивания I_Lr, а ток выпрямителя приближается к нулю. Резонансный контур имеет единичный коэффициент усиления и наилучшие условия работы при оптимальной эффективности, поэтому коэффициент трансформации выбирается таким образом, чтобы преобразователь использовался при номинальных величинах входного V_in и выходного V_out напряжения. В нашем случае мощность составляет 8 кВт, номинальное значение V_in = 700 В DC, V_out = 270 В DC.

Состояние 2

На частотах выше резонансной (f_s > f_r) на каждом полупериоде передается только часть мощности, поскольку, в отличие от состояния 1, резонансный полупериод здесь не завершен и прерван началом второго полупериода цикла переключения. В результате у первичного MOSFET увеличиваются потери выключения, а выпрямительные диоды на выходе работают в режиме жесткой коммутации. При этом преобразователь функционирует при повышенном входном напряжении, поэтому необходимо использование понижающего режима работы. Для нашего случая конвертера мощностью 8 кВт это происходит при входном напряжении в диапазоне 700-750 В DC.

Состояние 3

На частотах ниже резонансной (f_s < f_r) на каждом полупериоде передается полная мощность. В момент времени, когда резонансный полупериод завершается и ток резонансного индуктора I_Lr достигает величины тока намагничивания, он переходит в оппозитный диод, и этот процесс продолжается до конца полупериода. При этом у силового ключа повышаются потери проводимости из-за циркуляции коммутируемой энергии, выходные диоды работают в ZCS-режиме. Конвертер находится в таком состоянии при снижении входного напряжения, поэтому требуется использование повышающего режима работы. В нашем случае это происходит при V_in в диапазоне 700-650 В DC.

В данном состоянии возможен дополнительный режим, когда резонансный ток I_Lr становится равным току намагничивания I_Lm, что вызывает его циркуляцию во входном каскаде. Это создает циркулирующие потери проводимости, однако данный режим не наблюдается в описанных выше состояниях 1 и 2. На рис. 5 показаны режимы работы SiC MOSFET в режиме 3. В состояниях 1 и 2 происходит почти то же самое, но без режима циркуляции между моментами t₂—t₃ и t₅—t₆. Здесь L_m представляет собой эквивалентную индуктивность намагничивания трансформатора Т₁.

Рис. 5. Временные диаграммы работы ZVS-конвертера на базе SiC MOSFET

Ниже описаны режимы для положительной полуволны t₀—t₃, отрицательная полуволна t₃—t₆ симметрична:

1. В период времени t₀—t₁ при условии, что Q₂/Q₃ отключаются в момент t₀, первичный ток течет в обратном направлении. До того как Q₁/Q₄ включатся на короткое время, ток проходит через интегральные диоды Q₁/Q₄. Амплитуда тока резонансного индуктора I_Lr превышает ток намагничивания I_Lm. Верхняя катушка трансформатора T₁ обеспечивает выходной ток в нагрузку через диод DR1. Интегральные диоды находятся в состоянии проводимости до отпирания Q₁/Q₄, и они могут достичь условия включения в режиме ZVS. Ток течет в обратном направлении через SiC MOSFET Q₁/Q₄ при его отпирании, что соответствует режиму работы в 3 квадранте. Благодаря небольшой паразитной емкости схема с SiC MOSFET может работать при меньшем значении «мертвого времени» и меньшем циркулирующем токе в первичной цепи, что позволяет повысить эффективность.
2. В период t₁—t₂ (момент времени t₁) ток резонансного индуктора I_Lr стремится к нулю и позволяет первичному току I_p проходить в обратном направлении. В результате он течет в прямом (нормальном) направлении через транзисторы Q₁/Q₄. Ток резонансного индуктора I_Lr поддерживается на уровне, превышающем ток намагничивания I_Lm. Верхняя катушка трансформатора Т₁ обеспечивает выходной ток в нагрузку через диод DR1.
3. В период времени t₂—t₃ резонансный ток I_Lr становится равным I_Lm, в результате чего диоды DR1 и DR2 блокируются. Индуктивности L_r и L_m начинают резонировать с емкостью C_r для разряда С₂/С₃ и заряда C₁/C₄ для формирования предстоящей отрицательной полуволны, затем процесс переходит к следующей симметричной отрицательной полуволне (t₃—t₆).

Экспериментальные результаты

На базе SiC MOSFET был разработан прототип мостового ZVS LLC резонансного конвертера мощностью 8 кВт. Диапазон входного напряжения 650-750 В DC, выходное напряжение 270 В DC, ток 30 А. Целевое значение КПД 98% при резонансной частоте 260 кГц. Внешний вид прототипа размером 8×12,5×3,5″ показан на рис. 6, плотность мощности при таких габаритах превышает 35 Вт/дюйм³. Каждый силовой ключ содержит два параллельных SiC MOSFET C2M0160120D, выходные диоды DR1 и DR2 — SiC C3D16060D (два в параллель на прибор).

Рис. 6. Прототип мостового ZVS LLC резонансного конвертера мощностью 8 кВт на базе 1200 В SiC MOSFET

На рис. 7 приведено распределение потерь конвертера при полной нагрузке 8 кВт, входном номинальном напряжении 700 В и выходном 270 В. На диаграмме рис. 7а показаны потери SiC MOSFET в предлагаемой схеме двухуровневого мостового ZVS резонансного преобразователя (рис. 3), на рис. 7б — потери Si MOSFET в трехуровневом конвертере (рис. 1). Во втором случае силовой ключ состоит из двух параллельных транзисторов SPW47N60CFD.

Рис. 7. Распределение потерь:
слева — SiC MOSFET при fr = 260 кГц;
справа — Si MOSFET при fr = 130 кГц

Несмотря на то, что резонансная частота в схеме с SiC (260 кГц) в 2 раза выше, чем у конвертера на основе кремниевого ключа, расчет показывает, что общие потери SiC MOSFET на 10 Вт меньше, чем у Si MOSFET. C учетом меньших магнитных компонентов суммарные потери преобразователя SiC MOSFET могут быть ниже на 20 Вт. Целевое значение КПД конвертера на базе SiC MOSFET при полной нагрузке 98%.

Эпюры переключения

На рис. 8 и 9 приведены эпюры переключения при полной (8 кВт) и минимальной нагрузке (400 Вт) и при разных значениях V_in: 650, 700 и 750 В. Показаны осциллограммы напряжения на резонансном контуре V_ab (зеленый) и резонансный ток I_Lr (желтый). При номинальном входном напряжении 700 В первичный ток I_Lr имеет чистую синусоидальную форму с частотой коммутации f_s = f_r = 260 кГц, при этом достигается оптимальная производительность и эффективность. Минимальная частота переключения f_s = 200 кГц наблюдается при V_in = 650 В и полной мощности нагрузки (8 кВт), максимальная частота f_s = 410 кГц будет при V_in = 750 В и малой нагрузке (400 Вт). Частота коммутации регулируется в пределах 200–410 кГц для поддержания на выходе постоянной величины V_out = 270 В при изменении входного напряжения 650–750 В.

Рис. 8. Режимы коммутации при полной нагрузке 8 кВт 
(слева: Vin = 700 В, в центре: Vin = 650 В, справа: Vin = 750 В);
голубой — Vgs–Q3 (10 В/дел.),
розовый — Vgs–Q4 (10 В/дел.), желтый — ILr (10 А/дел.),
зеленый — Vab (500 В/дел.)

Рис. 9. Режимы коммутации при нагрузке 400 Вт
(слева: Vin = 700 В, в центре: Vin = 650 В, справа: Vin = 750 В;
голубой — Vgs–Q3 (10 В/дел.),
розовый — Vgs–Q4 (10 В/дел.),
желтый — ILr (10 А/дел.),
зеленый — Vab (500 В/дел.)

Эффективность и тепловые характеристики

На рис. 10 приведены измеренные значения КПД, а также показано распределение тепла в критических зонах конвертера. В соответствии с графиками, при входном напряжении 700 В максимальная эффективность наблюдается при 60%-й нагрузке. Величины КПД 98,3 и 98,1% на полной нагрузке согласуются с расчетными значениями потерь, приведенными на рис. 7. При V_in = 650 В из-за циркулирующих потерь проводимости в периоды времени t₂—t₃ и t₅—t₆ КПД ниже, чем при V_in = 700 В. При входном напряжении 750 В из-за повышения частоты переключения и работы DR1 и DR2 в режиме жесткого переключения эффективность преобразования оказывается меньше, чем в остальных рассматриваемых случаях.

Рис. 10. КПД и тепловые режимы работы мостового резонансного ZVS LLC-конвертера мощностью 8 кВт

Измеренные значения КПД согласуются с предварительной оценкой величины потерь. Тепловые характеристики анализировались при V_in = 700 В и полной нагрузке (8 кВт) после часа постоянной работы. В нашем тесте для охлаждения трансформатора T₁ и дросселя L_r использовался только один вентилятор мощностью 12 Вт. Радиатор SiC MOSFET работает почти без принудительной вентиляции, однако температура транзистора и теплостока не превышает +60 °C. Наибольший нагрев в прототипе наблюдается на трансформаторе T₁ и дросселе L_r. Для изготовления сердечника трансформатора и индуктора использован популярный недорогой феррит РС95. Применение специальных ферритов с низкими потерями позволяет снизить нагрев моточных изделий и повысить общую производительность.

* * *

В статье приведен пример использования 1200 В SiC-MOSFET в резонансном преобразователе с мягкой коммутацией. Испытания ZVS LLC резонансного конвертера мощностью 8 кВт доказали, что применение карбидо-кремниевых транзисторов помогает упростить конструкцию высоковольтного изолированного DC/DC-преобразователя с высокой производительностью.