Влияние времени включения высоковольтных IGBT-модулей на происходящие в них переходные процессы

Введение

При ответственном применении параметры IGBT-модулей в переходных режимах должны быть известны для всех рабочих условий. Существует множество публикаций, описывающих уже хорошо известные влияния тока коллектора, сопротивления затвора, напряжения в звене постоянного тока и температуры кристаллов на параметры переключения IGBT. Также влияние этих параметров зачастую отражается производителем в спецификации. Однако крайне редко доступна информация о зависимости между параметрами переходных процессов IGBT-транзисторов и FWDi-диодов и временем их включения. Недостаток этих сведений зачастую становится большой проблемой для инженеров, устанавливающих параметры драйверов и силовых цепей, особенно в случае коротких времен включения. Данная статья ставит своей целью восполнить пробел в подобной технической информации для HVIGBT-модулей R-серии фирмы Mitsubishi.

Описание параметров

В рассматриваемом случае изменяемыми параметрами являются время проводящего состояния IGBT t_condQ и время проводящего состояния FWDi-диодов t_condD. Эти периоды определяются как интервалы времени, в течение которых кристаллы IGBT-транзисторов и FWDi-диодов загружены рабочим током. На рис. 1 проиллюстрированы оба параметра. В статье проанализированы переходные процессы выключения IGBT и обратного восстановления FWDi при различных временах проводящего состояния.

Рис. 1. Описание временных параметров

Тестируемые IGBT-модули

HVIGBT-модули Mitsubishi Electric R-серии разработаны для трех классов напряжений: 3300, 4500, 6500 В. В каждом из них доступны модули с различным номинальным током и конфигурацией транзисторов. Здесь приведены экспериментальные данные для следующих моделей:

• 3300В: CM1500HC-66R;
• 4500В: CM1200HG-90R;
• 6500В: CM750HG-130R.

R-серия была разработана специально для применения в высокоответственных областях, например, в электроприводах большой мощности, на транспорте, для передачи электроэнергии. В ней используются IGBT- и FWDi-кристаллы с высокой степенью надежности и корпус, рассчитанный на применение в широком температурном диапазоне. Особенное внимание при разработке было уделено плавным фронтам при коммутации и низким потерям [1]. Использованы IGBT-чипы, изготовленные по планарной технологии с оптимизированным n^—слоем, которые имеют LPT-структуру со смыканием (Light Punch Through). FWDi-диоды обладают PIN-структурой [2].

Экспериментальные данные и анализ зависимости времени проводящего состояния

Результаты исследования разделены на три части. В первой показана основная зависимость формы осциллограмм тока и напряжения от времени проводящего состояния. Вторая посвящена анализу влияния прочих параметров на переходные процессы, а в третьей исследовано влияние блокирующего напряжения.

Анализ осциллограмм переходных процессов

Рис. 2. Сравнение осциллограмм тока и напряжения IGBT при 60 и 5 мкс (CM1500HC-66R, T_j = 25 °C, R_g(off) = 5,6 Ом, V_cc = 1800 В)

На рис. 2 представлены осциллограммы напряжения коллектор-эмиттер и тока коллектора для различных времен проводящего состояния IGBT t_condQ, снятые в момент выключения рабочего тока модуля CM1500HC-66R. Основное различие между ними — хвостовой ток коллектора. При коротком времени включения амплитуда хвостового тока I_TAIL,Q ниже, чем при более длинном времени. Влияние этого явления на потери, а также на наклон производных напряжения и тока dV/dt и dI/dt показано на рис. 3 и 4. Различие между амплитудами хвостовых токов I_TAIL,Q приводит к двум заметным эффектам при малых временах включения:

• происходит довольно существенное снижение потерь E_OFF;
• увеличивается наклон производной тока dI/dt, особенно для модулей на 3300 и 4500 В.

Рис. 3. Зависимость энергии выключения и амплитуды хвостового тока от времени включения IGBT

Рис. 4. Зависимость фронтов тока и напряжения от времени включения IGBT

В результате можно заключить, что для коротких времен включения IGBT характер переходных процессов может существенно отличаться от характеристик, показанных в техническом описании производителя, которые, как правило, приводятся для длительных времен (выключение из насыщенного состояния).

Рис. 5. Сравнение осциллограмм тока и напряжения диода при 60 и 5 мкс (CM1500HC-66R, T_j = 25 °C, R_g(on) = 1,6 Ом, V_cc = 1800 В)

На рис. 5 представлены осциллограммы напряжения эмиттер-коллектор и тока эмиттера для различных времен проводящего состояния диода t_condD. Основное отличие здесь также в хвостовом токе диода. Видно, что его амплитуда I_TAIL,D снижается с уменьшением времени включенного состояния диода. В результате снижаются потери энергии при восстановлении диода E_RR. Вид зависимости энергии восстановления E_RR и амплитуды хвостового тока I_TAIL,D приведен на рис. 6.

Рис. 6. Зависимость энергии восстановления и амплитуды хвостового тока от времени проводящего состояния диода

Также с изменением времени включения изменяется и скорость переключения: с уменьшением t_condD растет dI/dt во время обратного восстановления диода, что вызывает рост наклона характеристики dV/dt. Осциллограммы тока и напряжения показаны на рис. 7.

Рис. 7. Зависимость фронтов тока и напряжения от времени проводящего состояния диода

Влияние прочих внешних параметров

Ранее были показаны четыре основные зависимости, чувствительные к уменьшению времени включения IGBT:

• I_TAIL,Q в зависимости от t_condQ для транзистора;
• dI/dt в зависимости от t_condQ для транзистора;
• I_TAIL,D в зависимости от t_condD для диода;
• dI/dt в зависимости от t_condD для диода.

В этом пункте будет исследовано влияние прочих параметров на вышеприведенные основные зависимости. Тестирование было выполнено для модулей CM1500HC-66R, CM1200HG-90R и CM750HG-90R путем изменения следующих параметров:

• T_j = 25…125 °C;
• ток нагрузки I_C = 0,5…1,5 номинального тока;
• напряжение в звене постоянного тока V_CC = 0,5…1,0 × V_CC(max);
• сопротивление затвора при выключении R_G(OFF) = R_G(OFF)min…R_G(OFF)max;
• сопротивление затвора при включении R_G(ON) = R_G(ON)min…R_G(ON)max.

Влияние различных условий применения на зависимость хвостового тока IGBT от времени включения t_condQ для модуля CM1200HG-90R показано на рис. 8. Каждый результат в ходе изменения параметров представлен на графике в виде точки. Видно, что варьирование параметров не приводит к существенному изменению характеристики I_TAIL,Q — t_condQ.

Рис. 8. Амплитуда хвостового тока IGBT при изменении прочих параметров

Такой же вывод может быть сделан и для зависимости хвостового тока диода FWDi от времени включенного состояния. Результаты аналогичного теста для диода представлены на рис. 9.

Рис. 9. Амплитуда хвостового тока обратного диода при изменении прочих параметров

Влияние различных условий применения на приведенную характеристику dI/dt, снятую при выключении IGBT, показано на рис. 10. Разброс точек на кривой весьма незначителен. Это свидетельствует о том, что наиболее влияющим фактором является время включения транзистора t_condQ, а не прочие условия применения.

Рис. 10. Фронт тока транзистора при изменении прочих параметров

На рис. 11 выполнен аналогичный анализ для антипараллельного диода. Результат похожий — основное влияние на характеристику dI/dt оказывает время включенного состояния.

Рис. 11. Фронт тока диода при изменении прочих параметров

Таким образом, можно сделать вывод, что время включенного состояния полупровод­ника оказывает гораздо более существенное воздействие на переходный процесс, нежели внешние параметры работы IGBT-транзисторов и FWDi. Данная информация может помочь разработчикам избежать множества дополнительных тестов во время отладки преобразователя, работающего при коротких временах включения IGBT и FWDi.

Влияние уровня блокирующего напряжения

Из проведенных измерений может быть получено время, необходимое полупроводнику для достижения стабильных параметров переключения (когда дальнейшее увеличение времени включения не влияет на основные параметры переходного процесса). Данные времена приведены на рис. 12 для IGBT и на рис. 13 для FWDi. Диоды всех трех исследуемых модулей достигают устойчивого состояния при пороговом времени включения около 30 мкс. Для IGBT время насыщения варьирует между различными модулями: около 40 мкс для CM1500HC-66R, около 60 мкс для CM1200HG-90R и примерно 90 мкс для CM750HG-130R.

Рис. 12. Хвостовой ток транзистора

Рис. 13. Хвостовой ток диода

Упрощенная модель для анализа параметров переключения IGBT

Ниже будет приведена упрощенная модель IGBT, объясняющая поведение характеристик транзистора в зависимости от времени включения, показанное ранее. Спадание тока IGBT в процессе выключения может быть разделено на две фазы: первая — резкое уменьшение тока, определяемое постоянной времени разряда емкости затвор-эмиттер, и вторая — более медленное спадание тока (хвостовой ток), зависимое от концентрации неосновных носителей заряда в инверсном n^–-слое [3]. Структура кристалла IGBT-модулей R-серии показана на рис. 14.

Рис. 14. Структура IGBT-кристалла

Распределение носителей заряда во включенном состоянии и в самом начале хвостового тока представлено на рис. 15. Форма хвостового тока зависит в основном от концентрации неосновных носителей и скорости рекомбинации в n^–-слое. Снижение амплитуды хвостового тока I_TAIL,Q при коротких временах включения IGBT может быть объяснено меньшей концентрацией носителей заряда, вызванной ограниченной скоростью носителей, которые дрейфуют в n^–-слой со стороны коллектора в проводящем режиме.

Рис. 15. Распределение носителей заряда в поперечном сечении А-А’, показанном на рис. 14

Скорость носителей и результирующее время насыщения n^–-слоя неосновными носителями могут быть упрощенно вычислены для R-серии следующим способом.

Средняя скорость носителей V_D — это произведение подвижности носителей m и напряженности электрического поля E. Используя эмпирическое уравнение из работы [4], можно рассчитать среднюю скорость неосновных носителей для температуры T_j = 25 °C и низкой концентрации легирующей примеси N_A<10¹⁵ см^-3 равной V_D ≈ 4,8 мкм/мкс.

Большого различия в средней скорости неосновных носителей заряда между различными классами напряжений нет, поскольку во всех трех классах напряжений модулей R-серии используется низкая концентрация легирующей примеси в n^–-слое. Однако толщина n^–-слоя зависит от класса напряжения. Если известна толщина n^–-слоя в кристаллах исследуемых приборов, время насыщения неосновными носителями может быть вычислено как:

• CM1500HC-66R: t_condQ(sat) ≈ 69 мкс (измерение — 40 мкс);
• CM1200HG-90R: t_condQ(sat) ≈ 100 мкс (измерение — 60 мкс);
• CM750HG-130R: t_condQ(sat) ≈ 132 мкс (измерение — 90 мкс).

Можно видеть, что в приведенном выше сравнении расчетных и экспериментальных данных есть довольно существенная разница. Объяснить ее можно тем, что данного упрощенного анализа недостаточно для точного предсказания времени насыщения транзистора. Но верно отраженная тенденция зависимости хорошо коррелирует с результатами эксперимента. Также в результате измерений было установлено, что прочие условия, такие как ток нагрузки, напряжение на шине DC и сопротивление затвора, не оказывают существенного влияния на зависимость параметров переключения от времени включения, что согласуется с рассмотренной упрощенной моделью. Температура кристалла оказывает определенное влияние, но для подвижности неосновных зарядов оно незначительно.

Заключение и выводы

Данное исследование позволяет сделать вывод, что при коротких временах включения в высоковольтных IGBT-модулях наблюдается тенденция к снижению амплитуды хвостового тока и увеличению параметра dI/dt, причем как при выключении транзистора, так и при обратном восстановлении диода. Этот эффект может быть объяснен с применением упрощенной модели для рассмотрения процесса выключения IGBT. При использовании коротких времен включения разработчики должны иметь в виду следующее.

Сниженная амплитуда хвостового тока приводит к уменьшению (по сравнению с данными спецификации) динамических потерь. Этот эффект должен учитываться при выполнении тестирования (при измерении динамических потерь на инверторе должны быть выбраны достаточно продолжительные времена включения, чтобы полупроводник мог достичь своего насыщенного состояния до выключения).

Особое внимание должно быть уделено росту dI/dt во время выключения IGBT и обратного восстановления диода, поскольку большая крутизна фронтов тока приводит к увеличению перенапряжений. Таким образом, необходима дополнительная проверка нахождения траекторий переключения транзистора и диода в областях их безопасной работы.