Модернизация нерассеивающих демпферно-снабберных цепочек для мягкой коммутации и защиты ключей импульсных преобразователей
Классические пассивные нерассеивающие ДСЦ для мягкой коммутации и защиты ключей ИП
Резкие изменения (скачки) тока и напряжения при коммутациях электронных ключей (ЭК) приводят к существенным помехоизлучениям, ухудшающим электромагнитную совместимость (ЭМС) ЭК — как с собственными блоками управления (драйверами), часто приводя к аварийному высокочастотному автоколебательному процессу, так и с другими электронными устройствами. Кроме того, указанные скачки сопровождаются высокими коммутационными тепловыми потерями из-за временнόго растяжения и наложения процессов изменения токов и напряжений (dI/dt и dU/dt) в ЭК, снижающими КПД и повышающими удельные массо-габаритные параметры ИП. Кроме того, ЭК требуют защиты от коммутационных перенапряжений (при размыканиях), а также от сквозных и диодно-инверсных сверхтоков, возникающих при непосредственной разрядке фильтровых конденсаторов на цепь из двух (и более) несанкционированно одновременно включившихся ключей (например, при воздействии на драйверы электромагнитного импульса молнии) или на цепь ранее проводившего диода с нерассосавшимися («горячими») основными носителями п/п перехода (вплоть до момента резкого восстановления его электрической прочности в обратном направлении проводимости).
Для устранения указанных недостатков жесткой коммутации ЭК в ИП силовой электроники применяются классические, так называемые пассивные нерассеивающие ДСЦ для мягкой коммутации и защиты ЭК.
На рис. 1 приведены силовые схемы простейших ИП): а, б) понижающие (step-down, или buck); в, г) повышающие (boost); д, е) полярно-инвертирующие понижающе-повышающие (buck-boost) с общими для входа и выхода минусовыми (а, в, д) и плюсовыми (б, г, е) выводами, а также обобщенные схемы включения классических пассивных ДСЦ: ж) с демпферным дросселем (LД) для мягкого (без скачка тока) замыкания (turn-on); з) со снабберным конденсатором (ССН) для мягкого (без скачка напряжения) размыкания (turn-off) [1]. Основными элементами ДСЦ являются LД и ССН-VDСН, а вспомогательными (для рекуперации энергии, накопленной в LД и ССН) — LP, CP, VDP1,2. Следует указать, что один из конденсаторов С0–1, С0–2, С1–2, соединенных между собой в треугольник для каждой схемы (показан пунктиром), не является необходимым, но упрощает преобразование схем рис. 1ж и рис. 1з для схем рис. 1а–е. Подробно работа указанных классических ДСЦ описана в [1, 2, 3, 4]. К существенным недостаткам этих пассивных ДСЦ относятся:
- относительно большая внутренняя реактивная мощность, развиваемая рекуператорными элементами (LP и СР) и основными демпфирующими элементами (LД и ССН), определяющая ухудшение массо-габаритных и энергетических показателей ДСЦ;
- усложнение алгоритма и схемы управления ЭК (VT) из-за необходимости синхронизации моментов его коммутации с «квазирезонансными» процессами в ДСЦ, что снижает функциональную надежность и усложняет схему блока управления ИП.
В связи с указанным, авторами предлагается модернизация нерассеивающих ДСЦ для мягкой коммутации и защиты ЭК ИП, исключающая указанные недостатки [4, 5, 6].
Простейшие ИП с нерассеивающими пассивно-активными ДСЦ
На рис. 2 приведены модернизованные авторами силовые схемы ИП с нерассеивающими пассивно-активными ДСЦ: а) понижающий, с общим «минусом»; б) повышающий, с общим «плюсом»; в) полярно-инвертирующий понижающе-повышающий. Основным отличием этих ИП от рассмотренных выше является введение дополнительного рекуперативно-шунтирующего электронного ключа (VTР/Ш), выполняющего две взаимно независимые функции: 1) рекуперации энергии снабберного конденсатора (ССН) через балластный дроссель (реактор) в нагрузку; 2) шунтирования балластного дросселя для использования его в качестве регулируемого накопительно-демодуляторного реактора (LН/Д), формирующего постоянный или модульно-синусно пульсирующий ток зарядки выходного емкостного фильтра (С0–2, С0–1 и С1–2 соответственно) и позволяющего исключить из состава входного емкостного фильтра (С0–1, С1–2 и С0–2 соответственно) электролитический конденсатор с низкими показателями надежности (термостойкости, безотказности и срока службы).
В качестве пояснения принципа работы приведенных на рис. 2 схем представляется достаточным подробно рассмотреть работу первой из них (рис. 2а при отсутствии рекуператорного конденсатора СР и рекуператорного дросселя LP). Здесь так же, как и на рис. 1, наличие конденсатора C1–2 не является необходимым (его цепь показана пунктиром), так как его напряжение является зависимым: U1–2 = U1–0 – U2–0 > 0.
При широтно-импульсном модулированном (ШИМ) управлении с постоянным периодом (ТШИМ) каждый период имеет три произвольно чередующихся этапа (при непрерывном токе реактора (LН/Д): а) этап нарастания тока реактора (dI/dt > 0) с длительностью tНАР = gНТШИМ; б) этап приблизительного сохранения тока (потокосцепления и энергии) реактора (dI/dt ≈ 0) с длительностью паузы: DtП = gПТШИМ; в) этап частичного (или полного) спадания тока (dI/d t< 0) с длительностью tСП = (1–gН–gП)ТШИМ. Рассмотрим перечисленные этапы в указанной последовательности при непрерывном токе I:
- На этапе dI/dt > 0 синхронно включаются ключи VT и VTР/Ш, и ток нарастает сначала в цепях разрядки снабберного конденсатора ССН–VT–LД–VD(инверсно) –С0–2–VTР/Ш–ССН и ССН–VT–LД–LН/Д–VTР/Ш–ССН, затем в цепи разрядки входного фильтра С0–1–VT–LД–VD(инверсно) –С0–1, а затем, после восстановления электрической прочности запертого диода VD, в цепях кратковременной закоротки тока LД: LД–VDP1–VT–LД (вплоть до следующего включения VT) и основной цепи разрядки C0–1 нагрузки через реактор С0–1–VT–LД–LН/Д–С0–2–С0–1.
- На этапе dI/dt ≈ 0 (токозамыкающей паузы) ключ VT выключен, а ключ VTР/Ш остается включенным, и токи дросселя LД и реактора LН/Д протекают по цепям LД–VDP1–VT–LД (перекачка энергии из LД в ССН) и LН/Д–VTР/Ш–VDШ–LН/Д (сохранение потокосцепления и энергии LН/Д). На этапе dI/dt< 0 ключ VTР/Ш также выключен, а ток реактора спадает по цепи LН/Д–С0–2–VD–LН/Д.
Таким образом, основной электронный ключ (VT) осуществляет мягкую коммутацию: включается при нулевом токе в LД, а выключается при нулевом напряжении на CCH.
С помощью изменения двух взаимонезависимых параметров (коэффициентов заполнения gН и gСП) производится не только регулирование (или стабилизация) выходного напряжения (U2-0), но и регулирование (в том числе и стабилизация) среднеимпульсной величины потокосцепления (а следовательно, и электромагнитной энергии) накопительно-демодуляторного реактора (LН/Д), формирующего выходной ток и позволяющего скомпенсировать энергоемкость исключенного из состава С0–1 электролитического конденсатора.
В более сложных двухтактных схемах ИП, например инверторах тока или напряжения, роль рекуператорно-шунтирующих ключей могут выполнять уже имеющиеся в схеме силовые ключи. Далее приводится пример предлагаемого способа демпфирования.
Полумостовые ШИМ-инверторы прямоугольных напряжений и токов с классическими и модернизированными ДСЦ
На рис. 3 приведены силовые схемы двух- и трехуровневых полумостовых ШИМ-инверторов прямоугольного напряжения (а) и тока (б) с нерассеивающими ДСЦ: а) с классическими пассивными ДСЦ [1, 8]; б) с модернизированными пассивно-активными ДСЦ. В первой схеме (а) на выходе инвертора прямоугольного напряжения установлен Г-образный индуктивно-емкостный фильтр низкой частоты (LБ–С3) с балластным дросселем переменного тока (LБ). Во второй схеме вместо балластного дросселя применен двухсекционный накопительно-демодуляторный реактор (LН/Д) с однополярно-пульсирующим полным потокосцеплением. При этом добавлен шунтирующий ключ VTШ, а вместо пассивных рекуператорных цепочек (LP1,2, CP1,2, VDP1,2(3,4)) установлены вентильные цепочки VD1,2(VS1,2) и VSCH1,2. В вариантах трехуровневых инверторов (с нулевым уровнем в паузах) в обеих схемах устанавливаются дополнительные ключи с обратно-шунтирующими диодами (VT3–VD3 и VT4–VD4, показанные пунктиром), а также дополнительные диоды для шунтирования в паузах (VDШ1,2). Оба инвертора являются понижающими (0,5UП > UH).
Модернизованная схема (рис. 3б) представляет собой инвертор тока: в простейшем варианте управления — прямоугольного (с нулевыми паузами или без них), а в варианте управления по синусоидальному эталону — синусоидального (за счет формирования полного потокосцепления реактора LН/Д по модульно-синусному закону: y (t) = y0|sin(wt)|). Указанный способ защищен приоритетом РФ.
Рассмотрим работу модернизированной схемы (рис. 3б) в двухуровневом варианте (без установки (или без модуляции) дополнительных ключей (VT3,4–VD3,4) и без установки шунтирующих диодов (VDШ1,2).
При высокочастотном ШИМ-управлении произвольный период (ТШИМ) имеет чередующиеся три этапа изменения полного потокосцепления реактора LН/Д:
- dy/dt > 0 с длительностью tН = gНТШИМ;
- dy/dt ≈ 0 с длительностью DtП = gПТШИМ;
- dy/dt< 0 с длительностью (1–gН–gП)ТШИМ.
Токовые цепи на указанных этапах первого полупериода выходного тока будут следующими:
- на этапе dy/dt> 0 — цепи ССН1–VT1–L1–L2–VT2–VSCH1–CCH1 (полная разрядка первого снабберного конденсатора) и С1–LД–VD1–VT1–L1–C3||RH–C1;
- на этапе dy/dt ≈ 0 — цепь шунтирования LН/Д–VTШ–LН/Д;
- на этапе dy/dt< 0 — цепи L1–C3||RH–C2–VD2(VS2) –L1, C1–LД1–VD1–CCH1–VDCH1–L1–C3||RH–C1 (зарядка первого снабберного конденсатора) и L2–VDCH2–CCH2–VSCH1–VDCH1–L1–L2 (зарядка второго снабберного конденсатора с поглощением энергии индуктивности рассеяния LН/Д).
На втором полупериоде выходного тока процессы протекают аналогичным образом (после включения ключа VT2).
На рис. 4 приведены фрагменты временных диаграмм токов и напряжений в схеме на рис. 3б: среднеимпульсное напряжение на фильтровом конденсаторе нагрузки (UH), напряжение на первой секции LН/Д (UL1), токов на первой и второй секциях (IL1, IL2), ток нагрузки (IH), а также ток в первом и шунтирующем ключах (IVT1 и IVTШ).
Ввиду сложности аналитического расчета токов и напряжений (особенно в варианте трехуровневого инвертора прямоугольного тока с дополнительными ключами VT3,VT4 на рис. 3б) предлагается производить компьютерное моделирование схемы, например в симуляторе LTSpice на базе данных для конкретного технического задания (по типу моделирования в [1, 4 и др.]).
Вывод
Предложенная модернизация схемотехнических решений для нерассеивающих пассивно-активных ДСЦ по сравнению с классическими пассивными цепочками позволяет существенно снизить внутреннюю реактивную мощность, развиваемую рекуператорными и основными демпфирующими элементами, уменьшить массу, габариты и тепловые потери ИП (конвертеров, инверторов, преобразователей частоты и др.), а также повысить их функциональную надежность за счет упрощения алгоритмов и схем управления. Предлагаемые схемотехнические решения защищены приоритетом РФ и представляются полезными для использования в широкой практике в области силовой электроники.
- Володин В. Расчет нерассеивающего демпфера DC/AC-преобразователя // Силовая электроника. 2011. № 4.
- Williams B. W. Principles and Elements of Power Electronics // Devices, Drivers, Applications and Passive Components. 2006.
- Ben-Yaakov S., Ivensky G. Passive lossless snubbers for high frequency PWM converters. Power Electronics Laboratory Department of Electrical and Computer Engineering Ben-Gurion University of the Negev.
- Глебов Б., Лебедев А., Недолужко И. Расчет с помощью PSpice демпфирующих цепочек для транзисторных ключей преобразователей напряжения // Силовая электроника. 2005. № 4.
- Резников С., Чуев Д. Защита от сверхтоков и перенапряжений и снижение коммутационных потерь в силовых импульсных преобразователях // Компоненты и технологии. 2006. № 5.
- Резников С., Бочаров В., Харченко И., Ермилов Ю., Лавринович А. Импульсные вторичные источники питания с повышенным качеством входных и выходных токов // Силовая электроника. 2013. № 2.
- Белов Г. А. Расчет и анализ зависимостей размаха пульсаций тока дросселя от параметров режимов непрерывного и прерывистого тока импульсных преобразователей // Практическая силовая электроника. 2014. № 1(53).
- Mark Smith Jr., Smedley K. M. Lossless, passive soft switching methods for inverters and amplifiers. Department of electrical and computer Engineering University of California. 1997.