Расчет динамических потерь IGBT:
базовые принципы и некоторые особенности

Динамические характеристики в технических спецификациях

Стандартные спецификации (Datasheet) описывают динамические свойства IGBT и антипараллельных диодов (FWD) в виде таблиц данных и графиков [1, 2]. Типовые значения времен переключения и энергии потерь в заданной рабочей точке указываются в разделе Characteristics (рис. 1).

Рис. 1. Динамические характеристики в действующих спецификациях SEMIKRON

В документации приводятся временные параметры IGBT: время задержки включения и выключения t_d(on)/t_d(off), время нарастания t_r и спада t_f, а также энергия включения/выключения E_on и E_off. Для FWD указывается пиковое значение обратного тока I_RRM, заряд и энергия обратного восстановления Q_rr и E_rr.

Условия определения динамических характеристик даны в столбце Conditions (см. рис. 1). Это напряжение питания V_СС, ток коллектора I_C, напряжение включения/выключения V_G(on) и V_G(off), номиналы внешнего резистора затвора R_Gon и R_Goff.

Некоторые производители указывают величину распределенной индуктивности DC-шины L_s, скорость нарастания и спада тока коллектора di/dt_on и di/dt_off, а также время нарастания напряжения «коллектор–эмиттер» dv_CE/dt при выключении IGBT. Для описания динамического поведения диода нормируются следующие параметры: скорость спада тока при выключении di/dt_off и соответствующие значения напряжения на затворе IGBT (V_GE(on) и V_GE(off)).

В нашем примере значения энергии потерь E_on, E_off и E_rr определены при одном и том же внешнем резисторе затвора, причем E_on и E_rr измеряются для режима коммутации IGBT верхнего и нижнего уровня (ВОТ/ТОР). Поэтому величины di/dt не совпадают полностью. Кроме того, спецификации включают в себя графики зависимости E_on, E_off и E_rr от I_C и R_G.

Основные методы нормирования энергии потерь

Измерения времен переключения и энергии потерь IGBT-модулей осуществляются с помощью стандартного «2-пульсного теста» полумостового каскада, работающего на индуктивную нагрузку, как показано на рис. 2 [3, 4]. Тестируемый IGBT (DUT) включается и выключается дважды, анализ динамических параметров производится при первом выключении OFF1 и втором включении ON2. Во время подачи первого импульса управления ON1 ток коллектора возрастает до заданного уровня I_C. Индуктивность нагрузки L_load должна быть достаточно большой, чтобы поддерживать ток на стабильном уровне в течение интервала проводимости диода OFF1.

На рис. 2 показаны эпюры токов и напряжений ВОТ IGBT и ТОР диода. Для проведения аналогичных измерений у IGBT верхнего плеча (ТОР) и его оппозитного диода (ВОТ) индуктивность нагрузки следует подключить к выводам АС и DC. В этом случае TOP IGBT будет включен, а ВОТ IGBT заблокирован отрицательным напряжением на затворе.

Рис. 2. Схема измерений, эпюры сигналов V_CE, i_C для определения энергии потерь

Стандартные методы измерения энергии потерь

Типовая методика измерения динамических потерь описана в стандарте IEC 60747-9 (разделы 6.3.11 и 6.3.17 Measuring methods for switching energy dissipations) [3]. Согласно этому документу, энергия включения E_on и выключения E_off рассчитывается с помощью уравнений (1) и (2):

 Выбор пределов интегрирования t₁(10%V_G(on)), t₂(2%V_CC), t₃(90%+V_G(on)) и t₄(2%I_C) объясняется на рис. 3.

Рис. 3. Измерение энергии потерь E_on, E_off по стандарту IEC 60747-9

В соответствии со стандартом IEC 60747-2 [5] (раздел 5.7) и рис. 4, энергия восстановления диода E_rr определяется с помощью выражения (3):

Нижний предел интеграла t₅ соответствует моменту времени, где обратный ток IRR пересекает нулевой уровень, верхний — моменту t₆, где он спадает до 2% от максимального значения IRRM (рис. 4).

Рис. 4. Измерение энергии потерь диода E_rr по стандарту IEC 60747-2

Основные характеристики: ток коллектора I_C, напряжение питания V_CC, температура кристалла T_j

Основные тестируемые характеристики — ток коллектора I_C, напряжение питания V_CC и температура кристалла T_J — оказывают ключевое влияние на величину энергии динамических потерь E_sw. Уравнение (4) позволяет приблизительно рассчитать ее зависимость для IGBT (E_sw = E_on+E_off) и диода FWD (E_sw = E_rr) от указанных выше параметров, если они отличаются от номинальных условий испытаний I_ref, V_CCref, T_jref и E_swref.

где: K_i — показатель степени для соотношения реального и номинального тока (для IGBT ~ 1; для FWD ~ 0,5–0,6); K_v — показатель степени для соотношения реального и номинального напряжения (для IGBT ~ 1,2–1,4; для FWD ~ 0,6); T_Csw — температурный коэффициент динамических потерь (для IGBT ~ 0,003; для FWD ~ 0,005–0,006).

На рис. 5, взятом из спецификации модуля IGBT Trench 4 (300 A/1200 В), показана типовая зависимость энергии потерь E_on, E_off и E_rr от тока коллектора.

Рис. 5. Типовая зависимость энергии потерь модуля IGBT Trench 4 от тока коллектора

На рис. 6 приведены диаграммы, позволяющие сравнить энергию динамических потерь E_on, E_off и E_rr модуля IGBT Trench 4 (600 А/1700 В) при разных уровнях напряжениях питания V_CC и температуры чипа T_j. Значения потерь даны в процентах, за 100% приняты справочные величины из спецификации модуля при V_CC = 900 В и T_j = +150 °С.

Рис. 6. Энергия динамических потерь E_on, E_off и E_rr при различных значениях напряжения питания VCC и температуры Tj

Выходной каскад драйвера

Параметры схемы управления затвором IGBT также влияют на результаты измерений потерь переключения. В спецификации модуля приводятся номиналы резистора затвора, а также уровни напряжения управления V_G(on) и V_G(off); величина R_G может отличаться для режима включения (R_Gon) и выключения (R_Goff).

На рис. 7, взятом из спецификации модуля IGBT Trench 4 (300 A/1200 В), представлена типовая зависимость энергии динамических потерь E_on, E_off и E_rr от внешнего резистора затвора R_G. Поскольку коллекторный ток растет медленнее (увеличивается время t_r) с увеличением R_G, энергия включения E_on при этом становится ощутимо больше. В отличие от E_on, энергия выключения E_off (особенно у IGBT Trench 4) почти не зависит от резистора затвора.

Рис. 7. Типовая зависимость энергии динамических потерь от резистора затвора R_G для IGBT Trench 4

Быстрое включение IGBT приводит к ускорению процесса коммутации в цепи оппозитного диода и увеличению тока его восстановления I_RR, и наоборот. Таким образом, потери обратного восстановления E_rr падают с увеличением R_G. Нижний предел резистора R_Gon зависит (среди прочих параметров) от пикового значения I_RR и уровня перенапряжения V_R в условиях допустимой перегрузки по этому току (I_RRM).

Аналогично, минимальное значение R_Goff определяется (среди прочих параметров) уровнем коммутационного перенапряжения и пределами области безопасной работы. Для сопоставимости данных многие производители указывают в спецификациях величину di/dt при нормировании параметра E_on и dv_CE/dt при нормировании параметра E_off.

Влияние напряжения управления V_G

Чем выше уровень напряжения управления V_G (при том же резисторе R_G), тем быстрее заряд Q_g поступает на затвор или удаляется из него, при этом время переключения и энергия потерь IGBT уменьшаются. Допустимое значение V_G не должно превышать ±20 В, большинство производителей определяют параметры модулей IGBT 12 и 17 класса при напряжении на затворе V_G(on/off) = ±15 В, а для модулей с V_CE = 600/650 В при V_G(on/off) = +15 В/–7,5 В.

Информацию о конкретных требованиях, предъявляемых к устройствам управления затвором IGBT, можно найти в [2] и [6]. Отметим, что многие серийно выпускаемые драйверы (например, SEMIKRON), имеют напряжение выключения –7…–8 В. Маломощные драйверы часто предлагаются с нулевым уровнем V_G(off) = 0 В, более подробная информация приведена в [7].

Дополнительные факторы, влияющие на динамические потери

Условия нагрузки

При работе на резистивную нагрузку (вместо индуктивной, используемой в тестовой схеме) потери уменьшаются, поскольку ток коллектора увеличивается только в тот момент времени, когда падает напряжение «коллектор–эмиттер». Коммутационные потери при наличии емкостной составляющей (которая, например, есть у соединительного кабеля двигателя), напротив, оказываются несколько выше, так как в этом случае IGBT дополнительно нагружается емкостным током заряда/разряда.

Паразитная индуктивность DC-шины L_s

Паразитные индуктивности в цепи коммутации оказывают сильное влияние на динамические потери. В тестовой схеме при переключении IGBT нижнего плеча (ВОТ) и оппозитного диода (ТОР) (рис. 8) напряжение V_AC измеряется между AC-выходом и дополнительным выводом эмиттера (сплошные синие линии на рис. 8). Общая паразитная индуктивность L_s рассчитывается, как:

L_s = L_DC+ + L_DC– + L_E(BOT),              (5)

где L_DC+ и L_DC– — распределенные индуктивности DC-шины, L_E(BOT) — распределенная индуктивность эмиттера BOT IGBT.

Рис. 8. Тестовая схема с паразитными индуктивностями в цепи ВОТ IGBT и ТОР FWD

В зависимости от того, на каком плече полумоста производятся измерения, параметр L_E эмиттерной цепи относится к верхнему (ТОР) IGBT — L_E(TOP) или нижнему (ВОТ) IGBT — L_E(ВОТ). Распределенные индуктивности эмиттерных проводников и терминалов составляют значительную часть величины L_CE, указанной в технической спецификации.

На рис. 9 показано влияние паразитных индуктивностей DC-шины на процесс коммутации. Именно они создают падение напряжения Dv_CE при включении и перенапряжение при выключении IGBT. Величина L_s для режима включения может быть рассчитана с помощью выражения (6):

L_s = Dv_CE/di_c/dt.                           (6)

Рис. 9. Падение напряжения при включении и перенапряжение при выключении из-за наличия паразитной индуктивности DC-шины

В процессе включения чем выше величина L_s, тем больше упадет напряжение V_CE при увеличении тока коллектора. Следовательно, энергия потерь E_on снижается с ростом паразитной индуктивности. При выключении наблюдается обратный эффект: чем больше L_s, тем выше коммутационные потери E_off. Причина этого заключается в росте амплитуды коммутационного перенапряжения «коллектор–эмиттер» и снижении скорости переключения di/dt. Как правило, справочные значения L_s, указываемые в спецификации стандартных IGBT-модулей, находятся в диапазоне 30–60 нГн. На рис. 10 показано влияние паразитной индуктивности на уровень коммутационных потерь.

Рис. 10. Влияние паразитной индуктивности DC-шины Ls на энергию потерь E_on, E_off, E_rr

Индуктивность цепи затвора L_G

Индуктивность цепи управления затвором L_G (рис. 8) также влияет на динамические свойства IGBT. Величина L_G в основном зависит от длины и способа соединения выхода драйвера с затвором транзистора. Эту индуктивность по ее влиянию можно сравнить с источником тока, который обеспечивает дополнительный заряд затвора в начале так называемого «плато Миллера» на графике V_GE. При этом увеличивается наклон характеристики di_C/dt, что снижает величину E_on. Быстрое включение IGBT приводит к ускорению процесса коммутации тока из оппозитного диода в цепь «коллектор–эмиттер». Таким образом, энергия обратного восстановления E_rr диода растет с увеличением L_G. На рис. 11 показаны эпюры включения IGBT при разных расстояниях между выходом драйвера и затвором.

Рис. 11. Энергия включения E_on IGBT Trench 4 (1200 В / 450 А) при двух значениях индуктивности цепи управления LG

При выключении IGBT скорость его коммутации не зависит от L_G, однако с увеличением индуктивности растет время задержки t_d(off). Таким образом, в соответствии со стандартом IEC 60747-9 должно увеличиваться и значение энергии потерь E_off. Однако если нижний предел интегрирования E_off определяется при V_CE = 0,1 × V_CC, то величина энергии остается независимой от L_G (см. табл. 1, например, для производителя IN).

Примечание: * — зависит от класса напряжения IGBT.

Кроме того, использование длинного кабеля в цепи затвора создает «индуктивный» эффект, который может проявляться в виде перенапряжений и паразитных осцилляций в сигнале V_GE, а также высоких пиковых токов в случае короткого замыкания. При этом обычные методы ограничения уровня напряжения на затворе оказываются мало эффективными.

Очевидно, что в любом случае следует свести к минимуму распределенную индуктивность цепи управления затвором L_G, хотя это может привести к некоторому повышению энергии включения E_on. Отметим, что как правило, в спецификациях IGBT не дается никакой информации о допустимых значениях L_G.

Пределы интегрирования при определении энергии потерь E_on и E_off

Пределы интегрирования при нормировании энергии потерь указаны в разделе 2.2 стандарта IEC 60747-9. Однако многие производители силовых модулей используют собственные значения, некоторые примеры приведены в таблице 1.

Преимущество привязки пределов интегрирования к току I_C при включении и напряжению V_CE при выключении (вместо V_GE) состоит в обеспечении независимости результатов от колебаний сигнала «затвор–эмиттер» и допусков на время задержки включения и выключения. В этом случае расчетные значения E_on и E_off получаются немного меньше, чем при определении согласно стандарту IEC 60747-9. На рис. 12 приведен пример сравнения справочных данных E_sw, рассчитанных по разным методикам.

Рис. 12. Справочные значения E_on и E_off при разных пределах интегрирования

Оценка результатов измерений

В спецификациях модулей приводятся типовые значения динамических характеристик. Они определяются в соответствии со стандартом IEC 60747-9 на основе статистического анализа результатов измерений коммутационных потерь транзистора и диода (IGBT/FWD) верхнего и нижнего плеча. Поскольку стандарт дает параметры полупроводниковых кристаллов (а не модулей), необходимо произвести измерения характеристик каждого ключа IGBT/FWD. Например, если трехфазный модуль содержит шесть IGBT с разными свойствами, то следует определить параметры всех транзисторов. Однако, в большинстве случаев, в состав таких компонентов входят идентичные чипы, поэтому в технических характеристиках модуля достаточно указать данные только одного ключа. Это правило не распространяется на трехуровневые модули, где могут быть использованы разные кристаллы.

Паразитные индуктивности и пути коммутации разных кристаллов внутри модуля несколько отличаются, что создает небольшие различия энергии потерь между ключами (см. пример на рис. 13). Поскольку выбор статистических методов остается за производителем, он может решить, какой «запас по надежности» следует использовать при сравнении измеренных и справочных значений.

Рис. 13. Разница энергии потерь верхнего (ТОР) и нижнего (ВОТ) плеча полумостового модуля IGBT

Определение динамических потерь модулей IGBT SEMIKRON

Схема испытаний полумостовых модулей

На рис. 14 показаны установка и тестовая схема для определения динамических характеристик полумостовых IGBT семейства SEMITRANS 3 (стандартный конструктив 62 мм). Модуль устанавливается на нагревательную пластину с регулируемой температурой. Выводы питания соединены c копланарной низкоиндуктивной DC-шиной через датчик тока (датчик Пирсона). Нагрузка с высокой индуктивностью подключена между терминалами +DC и AC тестируемого модуля IGBT. В данном примере показана схема измерения параметров BOT IGBT и TOP FDW, транзистор ТОР IGBT блокирован подачей напряжения V_G(off) = –15 В между затвором и сигнальным выводом эмиттера. Драйвер соединен с выводами управления IGBT витым проводом длиной 10 см, что обеспечивает низкую индуктивность цепи затвора.

Рис. 14. Стенд для испытаний динамических характеристик IGBT, схема измерений параметров ключей BOT IGBT/TOP FWD

Условия испытаний

В таблице 2 приведены значения основных тестовых параметров: тока коллектора I_C, напряжения питания V_CC и температуры кристалла T_j, используемых SEMIKRON для определения энергии потерь переключения.

Примечание:
* — для модулей SEMITOP и SKiiP3 используются специальные нормы I_C;
** — V_CC = 1200 В по запросу.

В основном SEMIKRON использует такие же тестовые параметры, что и большинство других производителей силовых ключей. В настоящее время компания определяет динамические характеристики модулей IGBT 17 класса при V_CC = 1200 В, это на 300 В выше аналогичной нормы у большинства конкурентов. Однако для лучшей сопоставимости параметров в технических спецификациях новых 1700-В IGBT времена и потери переключения даются при V_CC = 900 В.

Динамические характеристики интеллектуальных силовых модулей IPM SKiiP также измеряются при более высоких напряжениях питания, поскольку они могут быть использованы в качестве рабочих благодаря очень низкой распределенной индуктивности конструктива SKiiP.

Как объяснялось ранее, увеличение паразитной индуктивности L_G в цепи коммутации приводит к снижению потерь включения E_on и увеличению потерь выключения E_off. На сегодня SEMIKRON не определяет величину L_G в технической документации, однако этот параметр будет указан в спецификациях новых модулей IGBT.

Выбор пределов интегрирования для измерения энергии потерь E_on и E_off

Как и большинство производителей, SEMIKRON использует различные пределы интегрирования для определения параметров E_on и E_off выпускаемых и перспективных модулей IGBT (табл. 3).

Использование 10% пределов I_C при включении и V_CC при выключении изменяет величины коммутационных потерь на несколько процентов, однако это позволяет применять измерительное оборудование с программируемыми параметрами и обеспечивает лучшую воспроизводимость результатов измерений. Кроме того, при этом улучшается сопоставимость со спецификациями других производителей (табл. 1).

Сопоставление результатов измерений и справочных данных

В большинстве случаев SEMIKRON измеряет энергию потерь IGBT в соответствии со стандартом IEC 60747-9. В спецификациях указываются динамические характеристики кристаллов с самыми высокими потерями переключения, у полумостовых модулей это, как правило, транзистор нижнего плеча ВОТ. Полученный результат увеличивается на 10%, что позволяет компенсировать разброс параметров компонентов и погрешность измерений.

Для вновь разрабатываемых силовых ключей система нормирования динамических параметров несколько изменена. Как и ранее, тестированию подвергаются все элементы, входящие в модуль, однако теперь параметры ключей с максимальными потерями измеряются в большем количестве приборов, что повышает достоверность результатов. Соответственно, в технические спецификации новых IGBT будут включаться средние значения E_on/E_off, измеренные на расширенной выборке компонентов.

Заключение

Задачей данной публикации является помощь в сравнении и выборе IGBT на основе справочных данных. Сопоставление динамических характеристик модулей разных производителей является весьма сложной задачей, и для ее решения необходимо понимать, что значения коммутационных потерь во многом зависят от условий измерения. Для упрощения выбора и сопоставления параметров новых силовых ключей SEMIKRON будет добавлять или изменять некоторые условия измерений в спецификациях. Эти изменения и их влияние на величину динамических потерь описаны выше.