Высокоэффективный DC/DC-конвертер для средневольтовых применений

Высокое пробивное напряжение, большая ширина запрещенной зоны и отличная теплопроводность позволяют с успехом применять полупроводниковые SiC-приборы в средневольтовых устройствах силовой электроники будущего. В последние годы были разработаны SiC MOSFET с напряжением 10 кВ и SiC IGBT с напряжением 15 кВ, которые имеют достаточный потенциал, чтобы заменить кремниевые приборы в высокоэффективных средневольтовых преобразователях мощностью до нескольких мегаватт [1, 2, 3]. В качестве примера применения SiC-приборов в будущих системах возобновляемой энергии средневольтового диапазона в следующем разделе обсуждается структура солнечных электростанций.

Современная архитектура солнечных электростанций

В современных солнечных станциях мощностью до 100 МВА и более распределение электрической энергии осуществляется на низком уровне напряжения. Однако они в основном вырабатывают энергию для средневольтовых сетей (например, 20 кВ). Напряжение постоянного тока фотоэлектрического (PV) генератора (солнечной панели) обычно не превышает 1000 В. Выходы генераторов объединяются и подключаются к инвертору, который формирует трехфазное переменное напряжение, как правило, от 250 до 400 В (между фазами). Далее трансформатор 50/60 Гц преобразует это напряжение для подключения к средневольтовой сети (рис. 1).

Рис. 1. Современная структура солнечной электростанции

Фотоэлектрический генератор, инвертор, трансформатор и дополнительное распределительное устройство образуют единичный субмодуль. Его мощность, как правило, составляет около 1 МВА. Солнечные электростанции состоят из большого числа таких суб­модулей, поэтому желательно увеличить их мощность, чтобы снизить стоимость системы [4]. Повышение мощности с неизменным уровнем напряжения приводит к увеличению токов, что требует применения медных кабелей большего сечения и ведет к росту тепловых потерь. Также неэффективно увеличивать мощность трансформаторов при существующих высоких коэффициентах трансформации, поскольку это упирается в физические ограничения [4].

Перспективная архитектура солнечных электростанций

Единственным разумным способом увеличения мощности суб­модуля является повышение уровня напряжения в системе. Хотя директивы в отношении низковольтных устройств должны продолжать действовать, этот шаг дает много преимуществ. На рис. 2 показана концепция топологии солнечной электростанции с общей DC-шиной средневольтового уровня. Выходное напряжение фотоэлектрических модулей может быть в будущем увеличено [4].

Рис. 2. Возможная структура будущих солнечных электростанций

DC/DC-преобразователи применяются для подключения PV-генераторов к общей распределительной сети постоянного тока. Поскольку объединение выходов генераторов происходит на высоком уровне напряжения, диаметры кабелей могут быть относительно небольшими. При использовании средневольтовых преобразователей солнечная станция может работать непосредственно на сеть. В этой концепции низкочастотный трансформатор не нужен, что позволяет снизить затраты на основные материалы и медь. Общее число компонентов системы также будет уменьшено. Номинальная мощность одного средневольтового инвертора может составлять несколько мегаватт в зависимости от того, какие полупроводниковые модули будут доступны в будущем.

Рис. 3. 10-кВ/10-А SiC MOSFET с интегрированным 10-кВ/10-А диодом SiC JBS

Характеристики SIC-приборов

Для разработки средневольтового преобразователя напряжения использованы 10-кВ/10-А SiC-транзисторы с антипараллельными 10-кВ/10-А диодами SiC JBS (рис. 3). Также был создан испытательный стенд для оценки потерь данных силовых полупроводниковых приборов. На рис. 4 и 5 показаны схема и конструкция стенда, позволяющего проводить измерения в режиме «2-импульсного» теста с индуктивной нагрузкой.

Рис. 4. Схема испытательного стенда

Рис. 5. Внешний вид испытательного стенда со средневольтовыми полупроводниковыми приборами

Основным узлом стенда является конденсаторная батарея. В начале испытаний конденсаторы заряжаются от высоковольтного источника, после чего MOSFET включается, и ток стока I_D, проходящий через индуктор, линейно возрастает. Эпюры тока I_D и напряжения «сток–исток» V_DS показаны на рис. 6. При достижении заданного значения тока транзистор выключается, а ток перекоммутируется в оппозитный диод, в данном случае это 10-кВ/10-А SiC JBS. Спустя несколько микросекунд транзистор включается и снова берет на себя ток нагрузки. Во время цикла коммутации I_D и V_DS должны контролироваться с помощью широкополосных, высоковольтных датчиков напряжения и тока.

Рис. 6. Эпюры «2-импульсного» теста

После окончания испытаний блок конденсаторов необходимо безопасно разрядить через сопротивление, подключаемое через высоковольтное реле. Для измерений при различных температурах возле транзистора устанавливаются электронагревательные элементы.

Энергия переключения

Для управления MOSFET был разработан драйвер с выходным напряжением +18/–5 В и различными номиналами резисторов затвора для режимов включения и выключения. Перед проведением измерений проводился расчет длительностей двойного импульса, которые должен формировать генератор для достижения нужного тока. Энергия переключения может быть определена путем интегрирования произведения тока стока и напряжения «сток–исток» за время коммутации:

E_sw = ∫V_DS(t) × I_D(t)dt.

Измерения проводились при комнатной температуре и температуре корпуса транзистора и оппозитного диода +125 °С. Токи варьировались до 10 А при различных напряжениях переключения. В качестве примера на рис. 7 показан процесс коммутации при 5 кВ и 10 А.

Рис. 7. Процессы выключения и включения при VDS = 5 кВ и ID = 10 A

Рис. 8 и 9 получены по результатам серии испытаний.

Рис. 8. Энергия включения SiC MOSFET в зависимости от тока, напряжения и температуры

Рис. 9. Энергия выключения SiC MOSFET в зависимости от тока, напряжения и температуры

Как и ожидалось, энергия включения и выключения увеличивается с ростом напряжения. В процессе включения видна линейная зависимость энергии от тока, энергия выключения относительно мало зависит от коммутируемого тока, также очень слаба зависимость от температуры. В целом, энергия динамических потерь очень мала по сравнению с кремниевыми устройствами.

Потери проводимости

Потери проводимости измерялись в низковольтном диапазоне напряжений. Вольт-амперные характеристики показаны на рис. 10. Температурная зависимость потерь проводимости оказывается значительно выше, чем потерь переключения. При измерениях температура варьировалась от +25 до +150 °C с шагом 25 K. При комнатной температуре сопротивление в открытом состоянии составляет 550 мОм, при +150 °C оно возрастает до 1620 мОм.

Рис. 10. Вольт-амперные характеристики 10 кВ/10А SiC MOSFET при различных температурах

Конструкция DC/DC-конвертера

Для демонстрации отличных возможностей SiC MOSFET при использовании в средневольтовом диапазоне напряжений был разработан повышающий DC/DC-конвертер, схема которого показана на рис. 11.

Рис. 11. Схема повышающего конвертера

Благодаря наличию второго транзистора MOSFET Т₂ (антипараллельного диоду D₂) есть возможность использовать режим синхронного выпрямления. Обратный ток через Т₂ способен уменьшить потери проводимости диода. Преобразователь имеет входное напряжение 3,5 кВ и выходное напряжение 8,5 кВ. Получить такие характеристики при использовании доступных кремниевых приборов можно путем последовательного соединения нескольких транзисторов.

Номинальная мощность преобразователя — 28 кВт. Эта величина обеспечивается максимальными параметрами 10-кВ/10-А SiC MOSFET с учетом небольшого запаса по надежности. Поэтому номинальный входной ток составляет 8,1 А при выходном токе 3,3 А. Благодаря низкой энергии переключения MOSFET выбрана рабочая частота 8 кГц. Это примерно в 10 раз выше, чем у обычных средневольтовых преобразователей. Чем выше частота переключения, тем меньше номиналы пассивных компонентов. Это позволяет снизить расход материалов, а также размеры и стоимость индуктивностей и конденсаторов.

Расчетное значение индуктивности составляет 81 мГн для максимального размаха тока пульсаций, соответствующего 40% от входного тока. Высокочастотный индуктор имеет сердечник из аморфного материала, его размеры 331×212×162 мм, поэтому он занимает большую часть преобразователя по объему. В процессе эксплуатации дроссель активно охлаждается воздухом. Входные и выходные конденсаторы — пленочные, 1 мкФ. Это обеспечивает максимальное напряжение пульсаций 3%. Низкоиндуктивные керамические конденсаторы соединены параллельно.

Два MOSFET установлены на радиатор. В нижней части их корпуса потенциал стока достигает 8,5 кВ, это значит, что транзисторы должны быть электрически изолированы от теплоотвода. Кроме того, необходимо обеспечить достаточный отвод тепла от полупроводниковых элементов на радиатор. Для решения этих вопросов использован керамический диск из нитрида алюминия (AlN), имеющего отличную теплопроводность 200 Вт/м·K и напряжение пробоя 15 кВ/мм. Транзисторы крепятся к AlN-диску и радиатору механическим способом с помощью прижимной пластины. Конструкция преобразователя с установленной на нем платой контроллера показана на рис. 12. Для управления конвертором необходимо контролировать входное напряжение, выходное напряжение и ток через Т₁.

Рис. 12. Конструкция повышающего конвертера 28 кВт

Работа и измерения

Первое включение конвертера было сделано с разомкнутой системой управления с высоковольтным сопротивлением. Для формирования входного напряжения был использован высоковольтный источник питания. На рис. 13 показаны эпюры выходного напряжения и тока при частоте коммутации 8 кГц.

Рис. 13. Работа конвертера при номинальном напряжении (голубой —Vout, светло_голубой — Iout, фиолетовый — VGS T1)

Для оценки эффективности преобразования был использован измеритель WT 3000. Входное напряжение контролировалось с помощью высоковольтного пробника напряжения 34136A, а выходное — с помощью P6015A. Потреблением мощности источника, питающего плату управления и драйвер, при оценке КПД можно пренебречь.

Результаты измерений показаны на рис. 14. В режиме номинальной мощности 28 кВт при входном напряжении 3,5 кВ и выходном напряжении 8,5 кВ получен очень высокий КПД — 98,5%. В этой рабочей точке температура радиатора поднимается до +52 °С, а температура индуктора до +55 °C в наиболее нагретой зоне. Общие потери при выходной мощности 28 кВт достигают 410 Вт. При моделировании в режиме двойного импульса более половины потерь генерируются полупроводниковыми элементами. Расчетное значение составляет 100 Вт для потерь проводимости и 140 Вт для коммутационных потерь. Потери в меди индуктора около 60 Вт, магнитные потери оцениваются на уровне 80 Вт. На рисунке представлена зависимость КПД от выходной мощности.

Рис. 14. Эффективность повышающего конвертера при номинальном напряжении 3,5–8,5 кВ и пониженном напряжении 3–6 кВ

Дополнительная серия измерений была выполнена при входном напряжении 3 кВ и выходном напряжении 6 кВ, в этом случае уменьшается не только напряжение, но и коэффициент заполнения. Ожидается, что в этой рабочей точке может быть достигнут еще более высокий КПД. Измерения, выполненные при мощности 14 кВт, показали максимальную эффективность 98,8%. Были проведены аналогичные исследования с 10-кВ SiC MOSFET [5] и также в повышающем преобразователе, но с намного меньшим выходным напряжением и мощностью. Тем не менее, основные характеристики приборов были подтверждены.

Заключение

Для демонстрации возможностей высоковольтных SiC-приборов разработан повышающий средневольтовый преобразователь мощностью 28 кВт. В конвертере применены доступные 10-кВ/10-А SiC MOSFET со встроенными JBS-диодами, а благодаря присущей им низкой энергии переключения была выбрана высокая частота коммутации 8 кГц. Это позволило создать компактный конвертер с КПД 98,5%. В будущем должны появиться более мощные модули для разработки преобразователей с большими номинальными мощностями [3]. Высокоэффективные SiC-преобразователи могут быть использованы во многих приложениях, связанных с возобновляемыми источниками энергии или стабилизацией средневольтовых электрических сетей.                                      

Данная работа была осуществлена при поддержке внутренней программы Fraunhofer Markets of Tomorrow в рамках гранта № 823 813 проекта Supergrid.