Изолированные DC/DC-преобразователи для питания IGBT и полевых транзисторов на SiC

Повышение надежности транзистора в силовой электронике

Быстрые IGBT до сих пор были последним словом в области силовой электроники, сочетая в себе все лучшее от полевых и биполярных транзисторов. Сегодня полевые транзисторы на базе карбида кремния (SiC) находят все более широкое применение в сложных условиях работы на повышенных частотах с одновременным снижением потерь на переключение и потерь проводимости. Обе технологии нуждаются в правильном управлении для обеспечения продолжительной работы без ложных срабатываний (коммутаций).

Применение IGBT- (кремниевый БТИЗ) и SiC-транзисторов (карбидокремниевый МОП-транзистор) достаточно широко распространено в силовой электронике. Это системы ветряных турбин, инверторов, систем управления электроприводом, различные системы электропитания (рис. 1).

Рис. 1. Высоконадежные силовые ключи компании Semelab (слева) и высокотемпературные MOSFET от компании Cissoid (справа)

Коммутационные потери SiC-транзистора в четыре раза ниже потерь традиционного IGBT (рис. 2). Отсутствие «хвоста» тока при отключении — ключевое преимущество SiC-транзистора, которое растет с ростом рабочей частоты переключения, что, в свою очередь, дает заметное увеличение эффективности и повышает целесообразность использования его, например, в мостовых схемах с увеличенной частотой коммутации. Так как частота работы увеличена, масса и габариты пассивных компонентов (индуктивности, конденсаторы) могут быть снижены. Поэтому, даже будучи более дорогим решением, SiC-компоненты все чаще встречаются на рынке силовой электроники.

Рис. 2. Оценка энергии динамических потерь (площадь под графиком) ключей IGBT- и SiC-типа

Предотвращение ложных срабатываний

При построении схем и последующем выборе IGBT- или SiC-транзисторов разработчики зачастую слишком много времени уделяют информации из технической документации силовых ключей, пренебрегая корректной компоновкой схемы драйвера. Но, как мы знаем, «дьявол кроется в деталях» — другими словами, паразитные компоненты не показаны в документации. Для иллюстрации проблем, с которыми сталкиваются разработчики силовых схем в реальной жизни, рассмотрим следующую схему, где зеленым цветом обозначены паразитные емкости и индуктивности, оказывающие заметное влияние на режимы работы ключей (рис. 3).

Рис. 3. На рисунке зеленым цветом показаны паразитные компоненты силового ключа

Система управления силовым ключом должна быть рассчитана таким образом, чтобы избежать ложных срабатываний в экстремальных ситуациях. Надо помнить, что единичные коммутации «не вовремя» могут вызывать проблемы с ЭМС, или, возможно, даже привести к выходу из строя самого силового ключа.

Основные причины возникновения ложных срабатываний силовых ключей:

• влияние входной емкости (C_input), а также емкости Миллера (C_reverse);
• влияние паразитной индуктивности затвора (L_gate) и индуктивности эмиттера (L_emitter).

Разберем первую причину. Начнем с емкости Миллера (C_reverse), которая будет заряжаться во время процесса роста напряжения коллектор–эмиттер при выключении силового ключа. Ток заряда можно оценить по следующей формуле:

Нюанс в том, что C_reverse зависит не только от напряжения, но также от температуры и тока.

Зарядка C_reverse не является проблемой до момента, пока зарядный ток емкости Миллера не начнет заряд входной емкости (C_input), что вызывает ложное срабатывание (рис. 4).

Рис. 4. Риск возникновения ложного срабатывания при заряде входной емкости

Ток заряда C_input можно рассчитать по следующей формуле:

I_Cinput = I_Creverse–I_driver.

Ток драйвера зависит от сопротивления затвора, а также от индуктивности затвора (L_gate) в динамическом режиме. Последняя зависит от используемого корпуса силового ключа.

Приведем несколько приемов, призванных ограничить число ложных срабатываний, вызванных емкостью Миллера (C_reverse):

• Ограничение dU_CE/dt для сглаживания кривых тока I_C при включении (рис. 2).
• Побочный эффект от этого — увеличение динамических потерь на переключение.
• Уменьшение паразитной индуктивности (L_gate) за счет оптимизации схемы, что приводит к снижению повышения напряжения на затворе.
• Использование отрицательного напряжения затвор–эмиттер для повышения способности к отключению.

Последнее решение является самым элегантным.

Рассмотрим вторую причину: при включении ток нагрузки протекает через транзистор и, следовательно, через индуктивность эмиттера L_emitter. Процесс отключения (прерывание тока) вызовет отрицательное напряжение на L_emitter в соответствии со следующей формулой:

Это приведет к тому, что напряжение эмиттера будет ниже значения GND, что, в свою очередь, приведет к положительному напряжению затвор–эмиттер. Превышение порогового напряжения вызывает ложное срабатывание ключа (включение).

Некоторые решения по снижению влияния паразитных индуктивностей:

• Ограничить скорость нарастания тока, что уменьшит индуцированное напряжение между затвором и эмиттером. Но это увеличивает динамические потери.
• Уменьшить индуктивности цепи путем снижения длины дорожек (проводников).
• Использовать отрицательное напряжение затвор–эмиттер для расширения запаса прочности до порогового напряжения (затвор–эмиттер).
• Использовать изолированные драйверы и изолированные DC/DC-конвертеры. Использование драйвера, подключенного непосредственно к эмиттеру, в значительной степени снижает влияние индуктивности контура.
• Использовать драйвер с раздельными выводами для управления эмиттером (контакт Кельвина). Это может также вызвать паразитную индуктивность, но она не будет проходить через ток нагрузки и не вызовет каких-либо существенных проблем.

Изолированные DC/DC-преобразователи как лучшее решение

Как упоминалось в самом начале, динамические потери, в основном, определяются качеством управления. Поэтому драйвер требует особого внимания и расчета. Драйверы (рис. 5) непосредственно связаны с высоким потенциалом транзистора, следовательно, входные и выходные цепи должны быть тщательно изолированы. Изолированные DC/DC-преобразователи обеспечивают очень удобное решение.

Рис. 5. Драйверы для IGBT-ключей

Драйверы для управления силовыми ключами должны обеспечивать положительное и отрицательное асимметричное напряжение. Так, для IGBT это пара напряжений +15 и –9 В. В технической документации к транзисторам обычно указывается напряжение между +3 и +6 В для IGBT, оно может снизиться до 1–2 В с увеличением температуры перехода. Значения +15 В созданы для более быстрого запуска в реальных приложениях.

Предотвращение ложных срабатываний, несмотря на крутые фронты во время переключения, требует отрицательного напряжения смещения на затворе, как описано выше. Значения –9 В доказали безопасность на практике. Поэтому сдвоенные изолированные DC/DC-преобразователи с асимметричными напряжениями +15 и –9 В оказались особенно пригодны в качестве драйверов IGBT (рис. 6, слева).

Рис. 6. Изолированные DC/DC-преобразователи +15V/–9V (RECOM RKZ1509) и +20V/–5V (RECOM RxxP22002D), разработанные для питания драйверов IGBT и SiC-FET

Уменьшение порогового напряжения за тысячи часов работы происходит на 0,2–0,3 В и остается стабильным около –5 В на затворе. Рекомендовано не использовать напряжения драйверов ниже –5 В.

Выходные характеристики SiC-транзистора показывают, что более высокие напряжения затвора (рис. 7) позволяют увеличить ток через транзистор, следовательно, исходя из вышесказанного, источник питания с напряжениями +20 и –5 В (рис. 6, справа) будет оптимальным выбором управляющего драйвера для SiC-транзистора.

Рис. 7. Выходные характеристики SiC MOSFET при +25 °C

Особое внимание следует уделить прочности (сопротивлению) изоляции DC/DC-преобразователя. Высокие частоты переключения, обычно от 10 до 40 кГц в IGBT и до 100 кГц для SiC, и крутые фронты (высокие скорости нарастания тока или напряжения) подвергают изоляционный барьер постоянному стрессу. Разработчики, как правило, закладывают достаточный запас прочности изоляции и используют преобразователи с максимально возможной прочностью изоляции вход/выход.

DC/AC-инверторы часто работают в условии плавающих потенциалов в несколько сотен вольт. Обычно минимальная прочность изоляции выбирается как двойное рабочее напряжение. Принимая во внимание большую частоту переключения и высокие напряжения, требуется повышенная прочность изоляции для обеспечения питания драйверов. Высокая частота переключения требуется для поддержания КПД. Оптопара выступает как изолятор для управляющего сигнала, а модули RECOM совмещают асимметричный выход в одном корпусе. Таким образом, модули RECOM являются простым решением для увеличения надежности и времени жизни инверторов DC/AC.

Полная линейка изолированных преобразователей для управления IGBT и SiC силовыми ключами

Компания Recom разработала семейство DC/DC-преобразователей, предназначенных для управления IGBT- и SiC-транзисторами (рис. 8).

Рис. 8. DC/DC-преобразователи силовых транзисторов

Преобразователи обладают асимметричными выходами: для IGBT +15/–9 В и +20/–5 В для SiC-транзисторов. Входные напряжения лежат в диапазоне 5–24 В. Мощности в 1 Вт достаточно для работы в паре с силовым ключом до частоты в 10 кГц, а если требуется работа с частотами выше 50 кГц, следует выбирать 2-Вт преобразователь. Данные преобразователи характеризуются симметричным распределением мощности по выходу. Прочность изоляции — от 3 кВ (семейство RKZ) до 5,2 кВ (семейство RxxP2xx).

Для обеспечения длительной работы в сложных условиях компания Recom в собственной лаборатории подвергает разработанные продукты тестам HALT (ускоренный тест для определения времени жизни). Гарантия на данные продукты три года. Все преобразователи изготавливаются в соответствии с директивой RoHS2 и REACH, сертифицированы в соответствии с UL 60950-1.

Компания Recom в настоящее время ведет разработку драйверов для питания транзисторов на основе нитрида галлия (GaN).