Реализация средневольтового (MV) привода путем последовательного соединения транзисторов SiC MOSFET 1,7 кВ

№ 4’2021
PDF версия
Высокоскоростные средневольтовые (MV) приводы напряжения применяются на транспорте, в ветроэнергетических установках, в морской и аэрокосмической технике, нефтяных и газовых компрессорах. Для увеличения частоты выходного напряжения (≈ 500 Гц) и, соответственно, получения необходимых скоростей вращения двигателя (≈ 15000 об/мин) нужны высокие частоты коммутации MV-конвертера. В статье представлен вариант реализации простого двухуровневого MV-преобразователя на основе последовательного соединения SiC MOSFET 1,7 кВ для высокоскоростных приводов и систем, подключаемых к сети.
Показана экспериментальная характеристика коммутации фазовой стойки (один полюс трехфазного преобразователя), содержащей четыре последовательных полупроводниковых прибора на плечо (или восемь на фазу). Представлены результаты тестов полумостового DC/AC-инвертора с четырьмя последовательными транзисторами на плечо и DC-шиной 3 кВ при различных частотах выходного сигнала. Отчет также содержит результаты ресурсных испытаний фазовой стойки (полюса) DC/DC-преобразователя мощностью 100 кВт с DC-шиной 3 кВ. Кроме того, представлена оценка эффективности трехфазного инвертора напряжения (VSI) с четырьмя последовательными приборами на DC-шине 3,6 кВ, с выходным АС-напряжением 2,1 кВ (L-L) мощностью 720 кВт и его сравнение с решением на основе одного Si IGBT 6,5 кВ.

Введение

По оценке Министерства энергетики США (DOE), электроприводы потребляют почти 68% от общего объема электроэнергии, используемой в системах распределения мощности, устройствах обработки материалов и системах отопления, вентиляции и кондиционирования (HVAC) [1]. Двигатель, работающий на фиксированной скорости или без управляемого привода (VSD), потенциально может тратить 30–80% энергии на механические потери. Таким образом, внедрение приводов с регулируемой скоростью вращения для MV-двигателей позволяет в зависимости от мощности существенно экономить энергию в таких областях применения, как химическая и нефтеперерабатывающая промышленность, добыча и транспортировка газа, а также в общепромышленных системах, как показано в таблице 1 [1].

Таблица 1. Потенциальная экономия энергии от внедрения VSD [1]

Мощность двигателя

Потенциальная экономия энергии (% от общего энергопотребления в США)

Промышленные системы США (все применения, мотор > 500 HP)

1,2–3,2 %

Промышленные системы США (все применения, мотор > 1000 HP)

0,7–1,8 %

Диапазон мощностей и скоростей некоторых приложений приведен в таблице 2 [2]. Большинство двигателей с номинальной мощностью свыше 500 HP относятся к классу средневольтовых (> 2 кВ), соответственно, для их работы требуются MV-приводы. Тем не менее в этом диапазоне очень мало используются VSD на основе Si IGBT с рабочим напряжением 4,5–6,5 кВ из-за их низкой частоты переключения (fsw< 1 кГц), высоких потерь, необходимости применения редуктора для увеличения скорости и больших размеров VSD-систем. Повышенное значение fsw необходимо для получения высокой частоты напряжения на двигателе (fm) и достижения требуемой скорости его вращения, поскольку скорость пропорциональна fm.

Таблица 2. Диапазон мощностей и скоростей для различных применений [2]

Применение

Мощность

Скорость вращения

Нефтегазовая отрасль

3–15 МВт

5000–15000 об./мин

Компрессоры

40–500 кВт

15000–80000 об./мин

Микротурбины

30–400 кВт

15000–120000 об./мин

Для построения MV-конвертеров используются двух- или трехуровневые схемы на основе Si IGBT 4,5–6,5 кВ, а также сложные каскадные многоуровневые решения с применением низковольтных (1,2–1,7 кВ) Si IGBT. Кремниевые IGBT с напряжением 4,5–6,5 кВ крайне неэффективны при частоте коммутации свыше 1 кГц. Каскадные многоуровневые конвертеры на базе низковольтных Si IGBT способны работать на высоких частотах (10 кГц), но они сложнее в реализации и имеют низкую плотность мощности из-за большего размера сильноточных кабелей, необходимых для подключения каждого мощного низковольтного блока [3, 4].

Поэтому Министерство энергетики (DOE), академические институты и другие корпоративные исследовательские центры сосредоточились на разработке MV силовых преобразователей для высокоскоростных приводов следующего поколения с применением широкозонных приборов (WBG), таких как SiC MOSFET. Минимальные технические требования к MV VSD с использованием WBG-ключей показаны на рис. 1.

Минимальные системные требования к VSD для высокоскоростных приводов

Рис. 1. Минимальные системные требования к VSD для высокоскоростных приводов

Для реализации MV VSD выпускаются низко­вольтные (1,2–1,7 кВ) и средневольтовые (10–15 кВ) SiC-приборы [5, 6]. Эти транзисторы могут переключаться на более высоких частотах, имея меньшие потери, чем Si IGBT. Карбидокремниевые ключи средневольтового диапазона напряжения (> 10 кВ) не являются коммерчески доступными для применения в мощных системах, они существуют только на уровне прототипов для исследовательских лабораторий.

В [7] сообщалось об использовании модулей SiC 10 кВ в скоростном MV-приводе с большой частотой коммутации (fsw = 10–20 кГц) и высокой частотой основного сигнала fm (300–1000 Гц). Однако выходная мощность трехфазного преобразователя на основе SiC MOSFET 10 кВ ограничена на уровне всего 10–20 кВт, что связано с низким номинальным током (10–15 A) этих транзисторов. Кроме того, проектирование и эксплуатация данного преобразователя очень проблематичны из-за высокого значения dv/dt, поэтому напряжение на DC-шине ограничено на уровне 6–3 кВ [7].

Недавно компания Wolf Speed Inc. представила сильноточный (240 А) модуль SiC MOSFET 10 кВ [8] — в ближайшие годы такие транзисторы могут заменить Si IGBT с рабочим напряжением 4,5 и 6,5 кВ. Однако, поскольку SiC-приборы с напряжением свыше 10 кВ недоступны из-за своей стоимости или по другим причинам, низковольтные (LV) SiC-ключи могут быть использованы для реализации MV-преобразователей. Коммерческие модули LV SiC уже доказали свою надежность и эффективность за последние годы. Но для создания MV-конвертера с простой двухуровневой топологией требуется последовательное включение LV SiC-транзисторов, как показано на рис. 2.

Трехфазный двухуровневый MV (>2 кВ) конвертер с использованием последовательного соединения n×SiC MOSFET

Рис. 2. Трехфазный двухуровневый MV (>2 кВ) конвертер с использованием последовательного соединения n×SiC MOSFET

В [9, 10] сообщалось о предварительной оценке двух последовательно соединенных SiC MOSFET 1,7 кВ, однако режим непрерывной коммутации (испытание на надежность) не был продемонстрирован. В этих публикациях также рассматриваются конструктивные ограничения для выбора статических сопротивлений (Rs) и RC-снабберов (RdCd), необходимых для снижения статического и динамического небаланса напряжения на ключах, вызванного разбросом параметров.

Тем не менее двух последовательно соединенных SiC MOSFET недостаточно для построения простого двухуровневого MV-преобразователя с выходным напряжением (L-L) 2 кВ и выше. Поэтому в настоящей статье рассматривается последовательное включение четырех SiC MOSFET 1,7 кВ на плечо (восемь на фазу) в фазовой стойке преобразователя (один полюс трехфазного двухуровневого преобразователя), как показано на рис. 3. Демонстрацию решения с четырьмя последовательно соединенными SiC MOSFET можно обобщить для n транзисторов, необходимых для создания MV-конвертеров с выходным АС-напряжением 2–13,2 кВ (L-L) или даже более высоковольтных (HV) систем.

Фазовая стойка инвертора с четырьмя последовательно соединенными SiC MOSFET 1700 В на плечо

Рис. 3. Фазовая стойка инвертора с четырьмя последовательно соединенными SiC MOSFET 1700 В на плечо

В статье представлена методика выбора оптимальных параметров снабберов. Экспериментально продемонстрирована работа в непрерывном режиме (испытание на надежность) последовательно соединенных SiC MOSFET 1,7 кВ на больших частотах коммутации (fsw) при высокой частоте основного сигнала (fm). Кроме того, дана оценка эффективности трехфазного MV DC/AC-инвертора с выходным напряжением 2,1 кВ. И наконец, приведено сравнение решений на основе Si IGBT 6,5 кВ и последовательно соединенных SiC MOSFET 1,7 кВ.

 

Оценка последовательного соединения SIC MOSFET 1700 В

A: статические характеристики и выбор балансировочного статического резистора (Rs)

Проверка тока утечки SiC MOSFET 1,7 кВ была проведена с помощью прибора Tektronix 370A при различных температурах кристаллов (+250…+1500 °C) для нескольких транзисторов (семь полумостовых модулей /четырнадцать SiC MOSFET 1,7 кВ).

Эксперименты показали, что величины токов утечки распределены вокруг среднего значения около 36 мкА, как показано на рис. 4. Следовательно, для корректировки статического небаланса напряжения необходимы шунты (Rs) с номиналом 0,5–1 МОм.

Распределение токов утечки 14 образцов SiC MOSFET

Рис. 4. Распределение токов утечки 14 образцов SiC MOSFET

Для статической оценки четырех последовательно соединенных SiC MOSFET 1,7 кВ использована полумостовая схема с индуктивной нагрузкой, показанная на рис. 3. Сигнал управления затвор-исток транзисторов поддерживается на уровне –5 В, напряжение DC-шины увеличено до 2800 В. На рис. 5 показано статическое напряжение на приборах (S5–S8) относительно общего провода, небаланс напряжения между транзисторами составляет менее 10% от номинального рабочего напряжения (то есть Vdc/n = 2800/4 = 700 В).

Балансировка статического напряжения на четырех SiC MOSFET в плече фазной стойки (восемь ключей на фазу)

Рис. 5. Балансировка статического напряжения на четырех SiC MOSFET в плече фазной стойки (восемь ключей на фазу)

Б: выбор параметров RC-снабберов (RdCd)

Динамическая балансировка напряжения у последовательно соединенных полупроводниковых приборов выполнялась с использованием различных методов, таких как (i) пассивные RC, RCD-снабберы [11–14]; (ii) активное ограничение и активные драйверы затвора [14, 15]. Решение с активным драйвером затвора сложнее в реализации, и оно становится еще более сложным при управлении быстрыми SiC-приборами в замкнутом контуре для динамической балансировки напряжения. В этой статье для оценки последовательного соединения LV SiC MOSFET 1,7 кВ в двухуровневом MV-преобразователе используется метод выравнивания с помощью RC-снабберов.

Значения конденсатора (Cd) и резистора снаббера (Rd) выбирают на основе следующих ограничений:

  • динамический небаланс напряжения между приборами не должен превышать 10–12% от номинального рабочего напряжения;
  • пик перенапряжения на каждом приборе не должен превышать 10–12% от номинального рабочего напряжения;
  • общие потери переключения должны быть минимизированы;
  • пиковый ток прибора не должен превышать величину номинального повторяющегося тока;
  • время проводимости SiC MOSFET должно быть больше, чем постоянная времени разряда снаббера (4×RdCd).

На основе приведенных ограничений описана методика выбора оптимальных значений RC-снабберов последовательных SiC MOSFET (рис. 6). Однако этот метод также применим к последовательному включению других полупроводниковых приборов.

Методика выбора оптимальных параметров снабберов для последовательно соединенных SiC MOSFET

Рис. 6. Методика выбора оптимальных параметров снабберов для последовательно соединенных SiC MOSFET

В: оценка динамических характеристик последовательно соединенных SiC MOSFET

Методика, представленная на рис. 6, позволяет определить оптимальные параметры RC-снаббера для последовательного соединения двух SiC MOSFET на плечо в фазной стойке конвертера [10]. В [10] также даны подробные способы оценки динамической балансировки напряжения и потерь переключения с различными параметрами RC-снаббера. Установлено, что минимальное значение снабберного конденсатора Cd для двух последовательных SiC MOSFET 1,7 кВ составляет 33 нФ, а диапазон сопротивления снаббера Rd — 1,25–2,5 Ом [10].

В двухуровневом MV-конвертере (> 2 кВ) последовательно соединены четыре SiC MOSFET 1,7 кВ со снабберами (оптимальные значения Cd — 33 нФ и Rd — 1,65 Ом). Для оценки динамических параметров используется полумостовая схема с индуктивной нагрузкой, содержащая четыре последовательно соединенных SiC MOSFET 1,7 кВ на плечо (рис. 3). Соответствующая экспериментальная установка показана на рис. 7. Четыре полумостовых модуля (Wolf Speed CAS300M17BM2 1,7 кВ SiC MOSFET) используются в качестве ключей S1–S8 на рис. 3. Напряжение на затворе для транзисторов S1–S8 поддерживается на уровне –5 В, а на ключи S5–S8 подается одиночный импульс управления при напряжении на DC-шине 3000 В.

Экспериментальная установка для тестирования полумостовой стойки инвертора с четырьмя последовательно соединенными SiC MOSFET на плечо

Рис. 7. Экспериментальная установка для тестирования полумостовой стойки инвертора с четырьмя последовательно соединенными SiC MOSFET на плечо. Модули смонтированы на радиаторе, установлен снаббер по DC-шине, Rd-Cd-снабберы на каждом транзисторе, для управления используется восьмиканальный драйвер затворов:
a) вид сверху;
б) вид сбоку

На рис. 8а показан процесс отключения четырех последовательно соединенных SiC MOSFET 1,7 кВ при Vdc = 2800 В и токе коммутации 300 А. Небаланс напряжения между приборами менее 10% от номинального рабочего напряжения (Vdc/n = 2800/4 = 700 В). Из рис. 8б видно, что ток индуктора достигает 300 А до момента выключения, это указывает на то, что оценка режима выключения выполняется при токе 300 А.

Динамические характеристики выключения при 2800 В, 300 A, Rg = 47 Ом, RdCd = 1,65 Ом, 33 нФ, Tj = +25 °C

Рис. 8. Динамические характеристики выключения при 2800 В, 300 A, Rg = 47 Ом, RdCd = 1,65 Ом, 33 нФ, Tj = +25 °C.
a) Напряжение при выключении четырех SiC MOSFET в плече фазной стойки;
б) напряжение при выключении на трех транзисторах относительно заземления и ток индуктора (ток отключения 300 A)

Необходимо позаботиться о правильном выборе оборудования, которое будет использоваться для измерений напряжения в статических и динамических режимах для оценки характеристик последовательного соединения более двух полупроводниковых приборов. Входное сопротивление стандартных LV и MV дифференциальных пробников недостаточно велико для экспериментов, связанных с последовательным включением силовых транзисторов. При использовании таких пробников эффективное статическое сопротивление каждого из ключей может быть неодинаковым, поэтому измерения покажут больший разброс напряжения между ключами.

Для того чтобы нивелировать влияние входного сопротивления измерительного прибора, необходимо использовать MV-пробники с высоким входным сопротивлением (100 МОм). Во всех экспериментах измерение напряжения на транзисторах производилось с помощью четырех высокоомных датчиков с одним входом. Перечень оборудования, использованного для оценки характеристик полупроводниковых приборов и конвертера в непрерывном режиме работы, приведен в таблице 3.

Таблица 3. Оборудование, использованное для измерений

Тип прибора

Назначение

Tektronix P6015A (20kV DC, 75 MHz)

Измерение напряжения для оценки динамических характеристик и проверки работы конвертера в непрерывном режиме

Pearson current monitor “6600” (120 MHz) и “101” (4 MHz)

Модель «6600» для оценки динамических характеристик, модель «101» для измерения АС-тока в непрерывном режиме работы конвертера

Tektronix TCT303  (DC-15 MHz)

Измерение DC-тока в непрерывном режиме работы конвертера

 

Результаты экспериментальной проверки последовательного соединения SIC MOSFET 1,7 кВ

В этом разделе представлены результаты измерений характеристик последовательного соединения SiC MOSFET 1,7 кВ в различных конфигурациях, таких как:

  • DC/AC мостовой инвертор (два транзистора на плечо);
  • DC/AC полумостовой инвертор (четыре транзистора на плечо);
  • DC/DC понижающий конвертер (четыре транзистора на плечо).

Во всех экспериментах использовались снабберные RdCd-цепочки 33 нФ/1,56 Ом и резисторы затвора Rgon = Rgoff = 4,7 Ом. SiC-модуль установлен на радиатор с воздушным охлаждением производства Aavid Thermalloy. Измерительная установка, показанная на рис. 7, сконфигурирована для проведения описанных выше экспериментов.

A: DC/AC мостовой конвертер с двумя SiC MOSFET 1,7 кВ на плечо

Мостовой инвертор, показанный на рис. 9, имеет два последовательно соединенных транзистора на плечо и работает на RL-нагрузку. Напряжение на DC-шине поддерживается на уровне 1800 В, таким образом на силовые ключи подается номинальное рабочее напряжение (900 В на каждый). Преобразователь тестируется при разных нагрузках, частотах переключения и основных частотах выходного сигнала. Время работы выбрано 10–15 мин, чтобы температура радиатора достигла установившегося значения. Рабочие точки конвертера, измеренная температура теплоотвода (проверялась с помощью термопар) и расчетная температура кристаллов приведены в таблице 4.

Схема мостового DC/AC-инвертора

Рис. 9. Схема мостового DC/AC-инвертора

Таблица 4. Результаты тестирования мостового инвертора с двумя последовательными SiC MOSFET 1,7 кВ при различных условиях эксплуатации

Vdc,

fs

fm

m

Iab

R-L

Sout

TH

TA

ΔTH-A

Tj

1,8 кВ

5 кГц

60 Гц

0,45

80 А

7,7 мГн, 6,25 Ом

45 кВ

+43 °C

+27,8 °C

+15,2 °C

+75,57 °C

7,5 кГц

500 Гц

0,90

3,3 мГн, 6,25 Ом

92 кВ

+47,2 °C

+23 °C

+24,2 °C

+99,05 °C

8 кГц

720 Гц

0,955

66 А

3,3 мГн, 6,25 Ом

80 кВ

+46 °C

+22 °C

+24 °C

+97,43 °C

10 кГц

1 кГц

0,60

95 А

0,054 мГн, 6,25 Ом

76 кВ

+62 °C

+24 °C

+38 °C

+143,42 °C

Температура кристаллов модулей оценивалась с помощью выражения (1), где Rth(H-A) — тепловое сопротивление «радиатор — окружающая среда» (0,0280 °C/Вт из спецификации радиатора), Rth (J–C) — тепловое сопротивление «кристалл-корпус» (0,070 °C/Вт из спецификации модуля), Rth (C-H) — тепловое сопротивление «корпус-радиатор», определяемое материалом теплового интерфейса (0,050 °C/Вт), Рdisp — рассеиваемая модулем мощность, а TA, TH, Tjтемпература окружающей среды, теплоотвода и кристалла соответственно.

Формула

Из таблицы 4 видно, что по температуре теплоотвода и расчетной температуре чипов (Tj) последовательно соединенные ключи на частотах коммутации ниже 8 кГц имеют достаточный запас относительно предельного значения Tj (+150 °С), поэтому они могут быть нагружены номинальным током 225 А. Однако при fsw ≈ 10 кГц и fm =1 кГц температура кристаллов приближается к тепловому пределу, поэтому нагрузку следует снизить.

Таким образом, описанные выше эксперименты показывают, что предельная частота переключения транзисторов со снаббером CdRd 33 нФ/1,65 Ом составляет около 7,5–8 кГц без снижения номинального тока. Частота fsw должна находиться в тех же пределах, даже при последовательном включении n приборов для реализации MV- или HV-систем. На рис. 10, 11 показаны результаты тестов мостового инвертора с двумя последовательными ключами при fm = 500 и 1000 Гц.

Входной ток (Iin), выходное AC-напряжение (VAB), AC-ток (Iab), напряжение на затворе одного MOSFET (s4) в DC/AC-режиме с двумя последовательными SiC MOSFET 1,7 кВ на плечо в мостовом инверторе при Vdc = 1800 В, m = 0,9, fsw=7,5 кГц, fm = 500 Гц, Iab = 80 A(rms) и мощности нагрузки около 92 кВ•А

Рис. 10. Входной ток (Iin), выходное AC-напряжение (VAB), AC-ток (Iab), напряжение на затворе одного MOSFET (s4) в DC/AC-режиме с двумя последовательными SiC MOSFET 1,7 кВ на плечо в мостовом инверторе при Vdc = 1800 В, m = 0,9, fsw=7,5 кГц, fm = 500 Гц, Iab = 80 A(rms) и мощности нагрузки около 92 кВ•А

Входной ток (Iin), выходное AC-напряжение (VAB), AC-ток (Iab), напряжение на затворе одного MOSFET (s4) в DC/AC-режиме с двумя последовательными MOSFET 1,7 кВ на плечо в мостовом инверторе при Vdc = 1800 В, m = 0,6, fsw= 10 кГц, fm= 1000 Гц, Iab = 95 A(rms) и мощности нагрузки около 76 кВ•А

Рис. 11. Входной ток (Iin), выходное AC-напряжение (VAB), AC-ток (Iab), напряжение на затворе одного MOSFET (s4) в DC/AC-режиме с двумя последовательными MOSFET 1,7 кВ на плечо в мостовом инверторе при Vdc = 1800 В, m = 0,6, fsw= 10 кГц, fm= 1000 Гц, Iab = 95 A(rms) и мощности нагрузки около 76 кВ•А

B: результаты измерений режимов фазной стойки в DC/AC полумостовом конверторе

В этом разделе представлены результаты экспериментальной проверки последовательно соединенных SiC MOSFET 1,7 кВ в полумостовом DC/AC-преобразователе. Инвертор (однофазный полюс трехфазного преобразователя), содержащий четыре последовательно соединенных транзистора на плечо (рис. 12), работает на RL-нагрузку. Экспериментальная установка, показанная на рис. 7, перестроена для анализа работы полумостового DC/AC-инвертора.

Схема полумостового DC/AC-инвертора

Рис. 12. Схема полумостового DC/AC-инвертора

По результатам предыдущих измерений мостовой схемы предельная частота коммутации SiC MOSFET 1,7 кВ с внешним RC-снаббером составляла 7,5–8 кГц. Поэтому эксперименты с полумостом проводились при fsw = 7,5 кГц и различных значениях основной частоты, но при более высоких напряжениях на DC-шине (Vdc), чем в мостовом инверторе, как показано в таблице 5. В качестве нагрузки используется индуктор с воздушным сердечником (L) и резистивный блок (R). Результаты измерений при различных значениях индуктивности нагрузки и выходных частот fm также показаны в таблице 5.

Таблица 5. Результаты тестирования полумостового инвертора с четырьмя последовательно включенными транзисторами в различных условиях эксплуатации

Vdc

fsw

fm

m

Is (rms)

RL-нагрузка

Выходная мощность

3 кВ

7,5 кГц

60 Гц

0,75

111 А

L = 5,8 мГн, 0,16 Ом, R = 6,25 Ом

88 кВ·А

3 кВ

7,5 кГц

300 Гц

0,95

78 А

L = 5 мГн, 0,5 Ом, R = 6,25 Ом

78 кВ·А

3 кВ

7,5 кГц

500 Гц

0,9

48 А

L = 4,95 мГн, 2,3 Ом, R = 6,25 Ом

45 кВ·А

На рис. 13–15 показаны режимы работы полумостового DC/AC-инвертора с четырьмя последовательными транзисторами на плечо при напряжении на DC-шине Vdc = 3000 В, fsw = 7,5 кГц и различных частотах выходного сигнала (60–500 Гц). Значения R-L одинаковы для всех трех случаев, соответственно, выходной фазный ток снижается с ростом fm, поскольку растет индуктивное сопротивление нагрузки. Входной ток (Iin) от DC-источника питания содержит переменную составляющую (рис. 13–15). Это связано с тем, что DC-конденсатор Cdc1 источника вместе с внешними пленочными конденсаторами (Cdc21, Cdc22) обеспечивает часть реактивного тока нагрузки.

Входной ток (Iin), выходное фазное напряжение (VAN), фазный ток (Ia) при четырех последовательных MOSFET 1,7 кВ на плечо в мостовом инверторе при Vdc = 3000 В, m = 0,75, fsw = 7,5 кГц, fm = 60 Гц. Фазный ток Ia = 111 A(rms), мощность нагрузки около 88 кВ•А

Рис. 13. Входной ток (Iin), выходное фазное напряжение (VAN), фазный ток (Ia) при четырех последовательных MOSFET 1,7 кВ на плечо в мостовом инверторе при Vdc = 3000 В, m = 0,75, fsw = 7,5 кГц, fm = 60 Гц. Фазный ток Ia = 111 A(rms), мощность нагрузки около 88 кВ•А

Входной ток (Iin), выходное фазное напряжение (VAN), фазный ток (Ia) при четырех последовательных MOSFET 1,7 кВ на плечо в мостовом инверторе при Vdc = 3000 В, m = 0,95, fsw = 7,5 кГц, fm = 300 Гц. Фазный ток Ia = 78 A (rms), мощность нагрузки около 78 кВ•А

Рис. 14. Входной ток (Iin), выходное фазное напряжение (VAN), фазный ток (Ia) при четырех последовательных MOSFET 1,7 кВ на плечо в мостовом инверторе при Vdc = 3000 В, m = 0,95, fsw = 7,5 кГц, fm = 300 Гц. Фазный ток Ia = 78 A (rms), мощность нагрузки около 78 кВ•А

Входной ток (Iin), выходное фазное напряжение (VAN), фазный ток (Ia) при четырех последовательных MOSFET 1,7 кВ на плечо в мостовом инверторе при Vdc = 3000 В, m = 0,9, fsw = 7,5 кГц, fm = 500 Гц. Фазный ток Ia = 48 A (rms), мощность нагрузки около 45 кВ•А

Рис. 15. Входной ток (Iin), выходное фазное напряжение (VAN), фазный ток (Ia) при четырех последовательных MOSFET 1,7 кВ на плечо в мостовом инверторе при Vdc = 3000 В, m = 0,9, fsw = 7,5 кГц, fm = 500 Гц. Фазный ток Ia = 48 A (rms), мощность нагрузки около 45 кВ•А

На рис. 16–17 показано напряжение на четырех SiC MOSFET в фазном плече относительно заземления при Vdc = 3 кВ, fsw = 7,5 кГц, fm = 300–500 Гц. Небаланс напряжения на каждом транзисторе составляет менее 10% от номинального значения (Vdc/4, то есть = 750 В) также в режиме непрерывной коммутации.

Напряжение на четырех последовательных SiC MOSFET относительно заземления в плече фазной стойки при Vdc = 3 кВ, m = 0,95, fsw = 7,5 кГц, fm = 300 Гц. Фазный ток Ia = 78 A(rms), мощность нагрузки около 78 кВ•А

Рис. 16. Напряжение на четырех последовательных SiC MOSFET относительно заземления в плече фазной стойки при Vdc = 3 кВ, m = 0,95, fsw = 7,5 кГц, fm = 300 Гц. Фазный ток Ia = 78 A(rms), мощность нагрузки около 78 кВ•А

Напряжение на четырех последовательных SiC MOSFET относительно заземления в плече фазной стойки при Vdc = 3 кВ, m = 0,9, fsw = 7,5 кГц, fm = 500 Гц. Фазный ток Ia = 48 A(rms), мощность нагрузки около 45 кВ•А

Рис. 17. Напряжение на четырех последовательных SiC MOSFET относительно заземления в плече фазной стойки при Vdc = 3 кВ, m = 0,9, fsw = 7,5 кГц, fm = 500 Гц. Фазный ток Ia = 48 A(rms), мощность нагрузки около 45 кВ•А

C: тест на надежность фазной стойки DC/DC-конвертера

Результаты экспериментальной проверки мостового DC/AC-конвертера (раздел А) показали, что предельные частоты коммутации SiC MOSFET 1,7 кВ с внешним снаббером составляют 7,5–8 кГц при номинальном рабочем напряжении 900 В на каждом ключе. Однако преобразователь не был протестирован на полный ток нагрузки (по спецификации транзистор рассчитан на работу при 225 А при Tc = +90 °C) из-за отсутствия соответствующей сильноточной АС-нагрузки в лаборатории. В наличии имелась DC-нагрузка около 100 кВт при 600 В, поэтому устройство нагрузили током, близким к номинальному, используя фазную стойку конвертера с четырьмя последовательными транзисторами на плечо в качестве понижающего DC/DC-преобразователя с входным напряжением 3000 В, как показано на рис. 18.

Схема DC/DC-конвертера с четырьмя последовательными SiC MOSFET 1,7 кВ на плечо

Рис. 18. Схема DC/DC-конвертера с четырьмя последовательными SiC MOSFET 1,7 кВ на плечо

На рис. 19 показаны формы сигналов DC/DC-конвертера с четырьмя последовательными транзисторами на плечо при Vdc = 3 кВ,
fsw = 7,5 кГц, коэффициенте заполнения (D) = 0,2, IL = 180 А (среднее значение), 200 А (пиковое значение) и нагрузке 100 кВт. Преобразователь работал в течение 10 минут: измеренная температура радиатора около +60…+62 °C, расчетная температура кристалла при этом Tj ~ +140…+143 °C.

Полюсное напряжение (VAn), ток индуктора (IL), выходное напряжение (Vout) для четырех последовательных MOSFET 1,7 кВ на плечо при Vdc = 3000 В, fsw = 7,5 кГц, коэффициент заполнения D = 0,2, IL = 180 A (среднее значение), 200 A (пиковое значение), нагрузка — 100 кВт

Рис. 19. Полюсное напряжение (VAn), ток индуктора (IL), выходное напряжение (Vout) для четырех последовательных MOSFET 1,7 кВ на плечо при Vdc = 3000 В, fsw = 7,5 кГц, коэффициент заполнения D = 0,2, IL = 180 A (среднее значение), 200 A (пиковое значение), нагрузка — 100 кВт

На рис. 20 показано напряжение на каждом полупроводниковом приборе относительно заземления (для транзисторов нижнего плеча) в одной и той же рабочей точке. Небаланс напряжения составляет менее 10% от номинального значения (Vdc/n = 3000/4 = 750 В на каждом).

Напряжение на четырех SiC MOSFET относительно заземления в плече фазной стойки при Vdc = 3000 В, fsw = 7,5 кГц, коэффициент заполнения D = 0,2, IL =180 A (среднее значение), 200 A (пиковое значение), нагрузка — 100 кВт

Рис. 20. Напряжение на четырех SiC MOSFET относительно заземления в плече фазной стойки при Vdc = 3000 В, fsw = 7,5 кГц, коэффициент заполнения D = 0,2, IL =180 A (среднее значение), 200 A (пиковое значение), нагрузка — 100 кВт

Результаты экспериментов в разделах A–C подтверждают, что ключи SiC MOSFET 1,7 кВ с внешним снаббером могут использоваться в последовательном соединении для создания MV-преобразователя с частотой переключения 7,5 кГц без снижения номинального напряжения и тока (номинальное рабочее напряжение 900 В, номинальный ток 225 А).

Также показана возможность формирования высоких основных частот fm (до 500 Гц) для получения больших скоростей вращения (до 15000 об/мин), чего невозможно достичь с применением существующих приборов Si IGBT 4,5–6,5 кВ. Четыре последовательно соединенных ключа SiC MOSFET могут работать от DC-шины с напряжением до 3600 В в двухуровневой схеме при напряжении почти 900 В на каждом транзисторе. Это эквивалентно применению одиночного Si IGBT 6,5 кВ (номинальное рабочее напряжение 3600 В) с аналогичным током, но с гораздо большей частотой коммутации fsw, необходимой в высокоскоростных MV-приводах.

 

Экспериментальная оценка потерь переключения и эффективности трехфазного MV VSD

В предыдущих разделах расчет температуры кристаллов проводился на основе измеренных тепловых потерь. Однако для того чтобы определить эффективность MV-преобразователя в любых других условиях применения (fsw, Vdc, фазный ток, коэффициент мощности нагрузки, коэффициент модуляции m), необходимо знать общие потери на SiC MOSFET-транзисторе с внешним снаббером. Для расчета потерь прибора в последовательной цепочке, работающей в жестком режиме коммутации, используется упрощенная схема, показанная на рис. 21. Снаббер RdCd (33 нФ/1,56 Ом) подключен к каждому из последовательных ключей. На рис. 22а, б показана оценка потерь включения и выключения при напряжении 900 В и токе 300 А. На рис. 23 приведены суммарные потери включения Eon и выключения Eoff, общие динамические потери транзистора (Esw = Eon + Eoff), потери на резисторе снаббера (ERd), а также суммарные потери на прибор (ET= Eon + Eoff + ERd) при различных токах коммутации и напряжении 900 В. Во всех случаях резистор затвора Rg = 4,7 Ом. Рассеяние на резисторе снаббера (ERd) рассчитывается на основе измеренных токов (Isnb1, Isnb2) с помощью упрощенных выражений, упомянутых в [10].

Схема для измерений динамических потерь SiC MOSFET 1,7 кВ с параллельным RC-снаббером

Рис. 21. Схема для измерений динамических потерь SiC MOSFET 1,7 кВ с параллельным RC-снаббером

Оценка динамических параметров SiC MOSFET 1,7 кВ с параллельным RC-снаббером при напряжении 900 В, токе 300 A, Rg = 4,7 Ом, RdCd = 1,56 Ом/33 нФ, Tj = +250 °C

Рис. 22. Оценка динамических параметров SiC MOSFET 1,7 кВ с параллельным RC-снаббером при напряжении 900 В, токе 300 A, Rg = 4,7 Ом, RdCd = 1,56 Ом/33 нФ, Tj = +250 °C:
a) потери включения (52 мДж);
б) потери выключения (4,93 мДж)

Для оценки эффективности MV-преобразователя с последовательно соединенными ключами наряду с потерями переключения SiC MOSFET (с RC-снаббером) нужно знать величину потерь проводимости. На рис. 23 приведены данные о потерях при переключении одного прибора. Общие динамические потери SiC MOSFET не меняются с температурой, поэтому значения, показанные на рис. 23, можно использовать для оценки потерь переключения преобразователя при Tj = +150 °C. Сопротивление открытого канала (Rdson) SiC MOSFET не изменяется при использовании внешнего снаббера в последовательном соединении. Поэтому величина Rdson из спецификации может быть использована для оценки статических потерь SiC MOSFET.

Изменение составляющих динамических потерь в зависимости от тока коммутации при напряжении 900 В, Rg = 4,7 Ом, RdCd = 1,56 Ом, 33 нФ

Рис. 23. Изменение составляющих динамических потерь в зависимости от тока коммутации при напряжении 900 В, Rg = 4,7 Ом, RdCd = 1,56 Ом, 33 нФ

Используя полученные данные о потерях переключения и величину Rdson в программе моделирования PLECS, можно оценить общие потери мощности (Ploss) трехфазного двухуровневого MV-инвертора напряжения (VSI) с последовательно соединенными SiC MOSFET 1,7 кВ (четыре на плечо) при различной выходной мощности, как показано на рис. 24. Эффективность преобразователя при нагрузке 720 кВт на частоте fsw = 7,5 кГц составляет 97,33%. Размеры фазной стойки с четырьмя последовательными приборами, восьмиканальным драйвером затвора, радиатором, вентиляторами, RC-снабберами и конденсаторами звена постоянного тока — 38,5×36×24 см (рис. 7).

Сравнение общих потерь у Si IGBT 6,5 кВ и четырех последовательных SiC MOSFET 1,7 кВ при различной мощности нагрузки, Vdc = 3,6 кВ, Vout = 2,3 кВ (L-L)

Рис. 24. Сравнение общих потерь у Si IGBT 6,5 кВ и четырех последовательных SiC MOSFET 1,7 кВ при различной мощности нагрузки, Vdc = 3,6 кВ, Vout = 2,3 кВ (L-L)

При фазной мощности 240 кВт, выходном АС-напряжении 2,1 кВ (L-L), токе 200 А(rms) плотность мощности на фазу составляет 7,2 МВт/м3 (или 0,138 м3/МВт). Ожидается, что плотность мощности трехфазного инвертора с аналогичными фазовыми стойками будет идентичной. Если такой же трехфазный преобразователь используется для активного выпрямителя, то общая плотность мощности секции VSD (активный выпрямитель и VSI) составит 3,6 МВт/м3 (или 0,277 м3/МВт) без учета конденсаторов DC-шины и 2,38 МВт/м3 (или 0,418 м3/МВт) с учетом звена постоянного тока. Эффективность активного выпрямителя будет намного выше, чем у инвертора, поскольку его можно использовать на меньшей частоте коммутации fsw.

 

Сравнение производительности si igbt 6,5 кВ и последовательного соединения SiC MOSFET 1,7 кВ

Сравнение характеристик последовательно соединенных SiC MOSFET 1,7 кВ и одиночного Si IGBT показано на рис. 24. Для оценки взят Si IGBT 6,5 кВ [16], его допустимое рабочее напряжение составляет 3600 В. Cравнение производится с четырьмя последовательно соединенными транзисторами SiC MOSFET 1,7 кВ. На рис. 24 показано, что цепь из 4×SiC MOSFET 1,7 кВ на fsw= 7,5 кГц имеет в 4–6 раз меньшие общие потери по сравнению с одним Si IGBT 6,5 кВ. При частоте коммутации 1 кГц общие потери последовательных SiC MOSFET 1,7 кВ сопоставимы с Si IGBT 6,5 кВ при высокой выходной мощности, но при этом они в два раза ниже при меньшей нагрузке.

Последовательное включение SiC MOSFET 1,7 кВ во многом определяет эффективность преобразователя с низкой частотой переключения (~1 кГц), таких как активный выпрямитель в системе VSD. При fsw< 1 кГц применение Si IGBT оказывается предпочтительнее, чем последовательное соединение SiC MOSFET. Это объясняется тем, что на низких частотах основной вклад в общее значение потерь вносят потери проводимости, которые у одиночного Si IGBT намного меньше, чем у последовательно соединенных SiC MOSFET. Кроме того, что во втором случае сопротивление открытого канала у последовательных ключей суммируется, величина Rdson заметно растет с температурой.

 

Заключение

В статье представлены подробные результаты экспериментальной проверки динамических характеристик и режима непрерывной коммутации последовательного соединения SiC MOSFET 1,7 кВ. Показано, что последовательное включение SiC-транзисторов позволяет создать простой двух­уровневый MV-преобразователь для скоростных MV-приводов с высокими частотами переключения (до 7,5 кГц) и основного сигнала (до 500 Гц).

Последовательное соединение четырех SiC MOSFET 1,7 кВ обеспечивает значительно меньшие общие потери по сравнению с одним Si IGBT 6,5 кВ при том же номинальном токе и fsw > 1 кГц. Расчетная плотность мощности секции VSD (как активного выпрямителя, так и VSI) составляет 2,38 МВт/м3, что намного превышает требования спецификации DOE для высокоскоростных приводов следующего поколения (0,66 МВт/м3) [1].

Литература
  1. DE-FOA-0001208: Department of Energy (DOE) Office of Energy Efficiency and Renewable Energy (EERE)-Next Generation Electric Machines: Megawatt Class Motors, 2015. energy.gov/eere/amo/next-generation-electric-machines
  2. Abebe R., Di Nardo M., Gerada D., Calzo G. L., Papini L., Gerada C. High speed drives review: Machines, converters and applications. IECON 2016 — 42nd Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society. Florence, 2016.
  3. Teodorescu R., Blaabjerg F., Pedersen J. K., Cengelci E., Enjeti P. N. Multilevel inverter by cascading industrial VSI // IEEE Trans. Ind.Electron. 2002. Vol. 49. n 4.
  4. Jiang D., Xue J., Wang F., Kao M. H. High density Modular Multilevel Cascade Converter for medium-voltage motor drive. 2011 IEEE Electric Ship Technologies Symposium. Alexandria, VA, 2011.
  5. Palmour J. W. et al. Silicon Carbide Power MOSFETs breakthrough performance from 900 V up to 15 kV. International Symposium onPower Semiconductor Devices & IC’s (ISPD), 2014.
  6. Vechalapu K. et al. Comparative Evaluation of 15-kV SiC MOSFET and 15-kV SiC IGBT for Medium-Voltage Converter Under the Same dv/dt Conditions // IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics. 2017. v 5. no. 1.
  7. Madhusoodhanan S. et al. Medium Voltage (>= 2.3 kV) High Frequency Three-Phase Two-Level Converter Design and Demonstration Using 10 kV SiC MOSFETs for High Speed Motor Drive Applications. IEEE, APEC, 2016.
  8. Passmore B. et al. The next generation of high voltage (10 kV) silicon carbide power modules. 2016 IEEE 4th Workshop on Wide Bandgap Power Devices and Applications (WiPDA). Fayetteville, AR, 20164.
  9. Vechalapu K. et al. Performance evaluation of series connected 1700V SiC MOSFET devices. Wide Bandgap Power Devices and Applications (WiPDA). IEEE, 2015.
  10. Vechalapu K., Bhattacharya S. Performance comparison of 10 kV–15 kV high voltage SiC modules and high voltage switch using series connected 1.7 kV LV SiC MOSFET devices. 2016 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE). Milwaukee, WI, 2016.
  11. Sigg J., Bruckmann M., Turkes P. The series connection of IGBTs investigated by experiments and simulation. PESC Record. 27th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference. Baveno, 1996. v 2.
  12. Chen J.-F., Lin J.-N., Ai T.-H. The Techniques of The Serial and Paralleled IGBTs. IECON IEEE 22nd International Conference. 1996. Vol. 5–10.
  13. Nagel A., Bernet S., Bruckner T., Steimer P. K., Apeldoorn O. Characterization of IGCTs for series connected operation. IEEE Industry Applications Conference, 2000.
  14. Shammas N. Y. A., Withanage R., Chamud D. Review of series and parallel connection of IGBTs // IEEE Proc. Circuit, Devices Syst. 2006. v 153. no. 1.
  15. Consoli A., Musumeci S., Oriti G., Testa A. Active voltage balancement of series-connected IGBTs. Conference Record of the Industry Applications, 8–12 Oct 1995. Vol. 3.
  16. Datasheet of ABB 6.5kV Si IGBT: 5SNA 0400J6501.

Комментарии на “Реализация средневольтового (MV) привода путем последовательного соединения транзисторов SiC MOSFET 1,7 кВ

  1. Будущее за вч электродвигателями. Надо просчитать использование феррита.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *