Затворный резистор. Часть 1

№ 6’2018
PDF версия
Публикация открывает цикл статей, посвященных исследованию проблемы выбора номинала затворного резистора. Импульсом для написания материалов на эту тему послужили относительно частые случаи выхода из строя преобразователей, в которых задействованы силовые модули или драйверы производства компании «Электрум АВ». Такие случаи происходили у потребителей именно из-за некорректного выбора номинала затворного резистора. Ну а поскольку автор данных статей прежде всего практик, то и подход к проблеме затворного резистора будет сугубо практическим с конечной целью рекомендовать надежный способ выбора номинала затворного резистора в действующем преобразователе. Первая часть публикации в основном относится к теории, впрочем, со ссылкой на реальные примеры, а собственно способ предложен во второй части материала.

На всех схемах электрических принципиальных, где используется IGBT- или MOSFET-транзистор, в затворах нарисован и резистор. Но для чего он нужен — понятно далеко не всегда. Более того, в соответствующей литературе почти нет информации о функции этого резистора, кроме, пожалуй, упоминания, что он служит «для снижения скорости переключения». Однако что подразумевает данная фраза — не совсем ясно. Непонятно и то, на что затворный резистор влияет и, соответственно, что от него зависит. Как следствие, существует несколько распространенных, но ошибочных точек зрения по этому поводу.

 

Ошибочные подходы к выбору затворного резистора

  1. Резистор нужен для снижения нагрузки на драйвер

Другими словами, для транзистора неважно, каким будет номинал резистора, — он ставится лишь для того, чтобы не перегрузить драйвер. Возьмем типовой расчет нагрузочной способности драйвера, например у CT Concept в [1]:

PDRV = Qgate×fin×ΔVgate + Cge×fin×ΔVgate.

Как видим, в этой формуле нет зависимости мощности от импульсного тока и от резистора. И действительно, если заряд затвора транзистора составляет, например, 1 мкКл, то какой резистор ни поставь — все равно транзистору нужен 1 мкКл, чтобы включиться или выключиться. Резистор определяет время, то есть 1 мкКл может перезарядить затвор за 0,1 мкс, а может за 10 мкс, но средняя мощность потребления нагрузкой драйвера от резистора не зависит, а потому такой подход к выбору затворного резистора неверен в принципе.

  1. Резистор нужен для снижения скоростей переключения

По большей части в данном случае подразумеваются задержки и длительности фронтов, особенно на выключении (обратный выброс) и по напряжению. На самом деле резистор практически не влияет на длительность фронта по напряжению, так что сама величина обратного выброса не зависит от резистора. В частности, время, приведенное в паспорте транзисторов, как правило, нормируется по току, а не по напряжению (рис. 1 и 2).

Диаграмма определения временных характеристик Fuji

Рис. 1. Диаграмма определения временных характеристик Fuji

Диаграмма определения временных характеристик International Rectifier

Рис. 2. Диаграмма определения временных характеристик International Rectifier

И даже для тока эта зависимость относительно непринципиальна (например, разброс значений на рис. 3 и 4). Но если говорить об обратном выбросе, то на его величину влияет задержка выключения транзистора (по току), которая уже непосредственно зависит от номинала затворного резистора. Чем больше задержка, тем медленнее происходит «рассасывание» тока в нагрузке, а значит, тем меньше тока в нагрузке для формирования амплитуды выброса напряжения на выключении. Иначе говоря, физика процесса другая, сам процесс многоступенчатый и очень нелинейный, а потому выбирать резистор, исходя из времени выключения для снижения амплитуды обратного выброса, — не совсем верно.

График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для SKM300GB126D (SEMIKRON)

Рис. 3. График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для SKM300GB126D (SEMIKRON)

График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для IRGP4069D (International Rectifier)

Рис. 4. График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для IRGP4069D (International Rectifier)

  1. Резистор нужен для исключения звона на переключении

Подход в основе своей верен, что будет показано далее. Но неверно, что разработчик зачастую считает, будто дальнейшее увеличение сопротивления уже не нужно, избыточно и, кроме внесения дополнительных динамических потерь, ничего не дает. А это уже неправильное суждение. Для корректной работы схемы номинал резистора должен быть хотя бы в несколько раз выше минимального сопротивления, исключающего звон на переключении. В противном случае неизбежны мощные индуктивные выбросы на выключении, большие потери энергии на обратном диоде, ударные токи на включении и т. п. Все этот никак не способствует повышению надежности преобразователя, а потому такой подход к выбору сопротивления затворного резистора тоже некорректен.

  1. Резистор нужен для согласования, и его величина непринципиальна

При этом зачастую понятие «согласование» не раскрывается, но считается, что, какой номинал ни поставь, — что 1 Ом, что 1 кОм, — ничего от этого в принципе не изменится. Нужно отметить следующее: такое мнение (исключительно из опыта автора) превалирует в среде разработчиков преобразователей малой мощности. На самом деле, конечно, номинал затворного резистора допускает большую погрешность: 1–3 Ом, 25–75 Ом и т. д., вплоть до ±50% от расчетного значения. Даже подобный разброс практически не влияет на работу преобразователя, а при необходимости легко компенсируется иными цепями включения транзистора. Но даже для ±50% необходимо хотя бы знать порядок этого номинала: единицы, десятки, сотни ом… А такой разброс начального значения уже нельзя проигнорировать.

Словом, зачастую нет корректного понимания назначения затворного резистора, и далее пойдет речь о действительном назначении данного элемента схемы.

 

Назначение затворного резистора

Иллюстрацией этого назначения служат рис. 5–8. Здесь приведено выключение IGBT-транзистора, схема нижнего ключа, в режиме одиночного импульса на активно-индуктивной нагрузке 50 Ом / 100 мкГн. Параллельно переходу коллектор-эмиттер установлен ограничитель напряжения 1100 В (факт.), снабберный конденсатор отсутствует. На рис. 5–8 канал 1 — это напряжение коллектор-эмиттер, канал 2 — ток транзистора (токосъемный резистор установлен последовательно эмиттеру), канал 3 — сигнал в затворе.

Выключение транзистора с Rg = 51 Ом

Рис. 5. Выключение транзистора с Rg = 51 Ом

Выключение транзистора с Rg = 200 Ом

Рис. 6. Выключение транзистора с Rg = 200 Ом

Выключение транзистора с Rg = 0 Ом

Рис. 7. Выключение транзистора с Rg = 0 Ом

Выключение транзистора с Rg = 10 Ом

Рис. 8. Выключение транзистора с Rg = 10 Ом

На рис. 5 в период 1 происходит выключение транзистора, ток нагрузки меняет свое направление и начинает протекать через обратный диод, амплитуда тока обратного диода достигает 10 А (приблизительно равна току в открытом состоянии). Далее в момент 2, по фронту выключения, через проходную емкость появляется напряжение на затворе, которое приводит к паразитному отпиранию ключа. Как следствие, кратковременный бросок тока в прямом направлении, что мешает корректному выключению, но об этом режиме будет сказано ниже. Далее период 3 — токи ограничителя.

Если затворный резистор увеличить (рис. 6), увеличивается фронт выключения в затворе, ток меняет направление медленнее, уменьшается амплитуда тока обратного диода до 2 А, как следствие, снижается мощность обратного выброса (ограничитель здесь не срабатывает). Картину выключения снова портит паразитное отпирание, но в данном контексте это непринципиально.

Если затворный резистор уменьшить (рис. 8), ток меняет направления значительно быстрее, в начале выключения его амплитуда достигает 20 А, а собственно в момент выключения (период 1 на рис. 8) достигает почти 50 А, то есть на обратный диод здесь приходится более 50 кВт импульсной мощности и далее следуют большие токи ограничителя. И если режимы выключения на рис. 5 и 6 корректны, вполне приемлемы для реального преобразователя, то здесь данный режим (режим рис. 8) наверняка приведет к выходу из строя транзистора.

Так на что, прежде всего, влияет затворный резистор? На скорость переходных процессов. С практической точки зрения нас больше интересует не то, как рекомбинируют основные и неосновные носители заряда в этом процессе, эффекты di/dt и du/dt в отношении структуры кристалла, взаимовлияния переходов и т. п., а то, что зависит от этой скорости. Это в первую очередь энергия потерь на включении (ударный ток), энергия потерь обратного диода (показательны графики зависимости энергии потерь обратного диода от номинала резистора, приводимые почти для любого импортного транзистора), амплитуда обратного выброса, динамические потери переключения. Все это зависит от скорости протекания переходных процессов, которые, в свою очередь, зависят от номинала затворного резистора.

Если сопротивление резистора слишком мало, неизбежны большие скорости нарастания тока и напряжения, зачастую несовместимые со структурной целостностью транзистора, дребезг на переключении, наводки импульсов в цепи управления, большая амплитуда выброса напряжения на выключении (читай: потенциальный пробой транзистора), тиристорный эффект для IGBT, сквозное отпирание паразитного биполярного транзистора в MOSFET и т. д. Все это практически неизбежно влечет за собой выход из строя, к тому же причина подобных отказов очень тяжело диагностируется.

Когда сопротивление резистора слишком велико, неизбежны повышенные нагрузки на транзистор в периоды переключения: большие динамические потери (перегрев), невозможность включиться или выключиться, если резистор не позволяет «пройти» емкость Миллера (читай: переход в активное состояние и выход из строя), плохая связь с драйвером и, как следствие, паразитное отпирание ключа (аналогично рис. 5, 6), сквозные токи в инверторе из-за некорректно настроенного для таких задержек «мертвого» времени и т. д. Все это также способно повлечь за собой выход из строя преобразователя.

Следовательно, хотя затворный резистор и позволяет «вольности» в смысле точности, вплоть до ±50%, его необходимое типовое, оптимальное сопротивление должно быть обязательно рассчитано, иначе выхода из строя не миновать. Существует несколько методов расчета этого сопротивления.

 

Метод расчета минимального сопротивления

Самый распространенный способ расчета затворного резистора среди производителей драйверов (например, CT Concept в [1]) — расчет минимального сопротивления резистора, не приводящего к звону (возбуждению) на переключении (Rg min(non-osc)). Этот способ предлагается и производителями силовых модулей, например Vishay [2], и разработчиками преобразователей, которые зачастую считают, что резистор только затем и нужен, чтобы не допустить возбуждение, что, как уже было отмечено, не совсем верно.

Действительно, слишком малое сопротивление затворного резистора, менее значения Rg min(non-osc), приводит к возбуждению, что видно на рис. 7, период 1: наблюдаются высоко­частотные импульсы тока большой амплитуды, протекающего как в прямом направлении, так и через обратный диод. Как следствие, недопустимо высокий ток (рассеиваемая мощность) обратного диода на выключении в периоде 2. Такой режим работы ключа неминуемо приведет к его выходу из строя даже на минимальной нагрузке, а потому номинал резистора менее Rg min(non-osc) недопустим в принципе.

Суть метода сводится к определению величины сопротивления через паразитную индуктивность цепей затвора и его емкость. Формула расчета следующая:

Rg min(non-osc) = 2×√ Lg/Cg.

Емкость затвора — величина, обязательно указываемая в паспорте транзистора, паразитная индуктивность указывается далеко не всегда (никогда для отечественных изделий), но встречается. В качестве примера рассчитаем Rg min(non-osc) для IGBT и MOSFET-транзистора от International Rectifier (Infineon), для которых в паспортах приведены значения паразитных индуктивностей затворов (значения в нГн и нФ).

Для IRLR120N:

Rg min(non-osc) = 2×√ 7,5/0,44 = 8,2 Ом.

Для IRGPC60B120KD:

Rg min(non-osc) = 2×√ 13/4,3 = 3,5 Ом.

Следовательно, если резистор меньше — это наверняка приведет либо к его выходу из строя в преобразователе, либо к некорректным измерениям в тестовых схемах. Последнее утверждение объясняет значения Rg (в том числе, почему оно не нулевое), при которых измеряются временные характеристики транзисторов. В паспортах IRLR120N — это 11 Ом, для IRGPC60B120KD — это 4,7 Ом, то есть с небольшим запасом больше рассчитанных выше значений Rg min(non-osc).

Проведем эксперимент для тестовой схемы: на рис. 8 изображена осциллограмма выключения транзистора с затворным резистором номиналом его Rg min(non-osc). Действительно, возбуждение почти исчезло («почти» объясняется неидеальностью монтажа), временные характеристики в этом режиме наилучшие, подходящие для заявления в паспорте, но оставшийся недопустимо большим ток обратного диода (период 1) ясно указывает на то, что в реальном преобразователе резистор такого номинала все же применять нельзя.

Таким образом, данный метод имеет следующие достоинства:

  • простота расчета;
  • однозначное, без каких-либо допущений, указание минимального сопротивления.

Недостатки:

  • рассчитывается минимальное значение, но оно далеко не оптимально, а потому для реального преобразователя эта цифра скорее «для сведения»;
  • практически очень тяжело посчитать паразитную индуктивность затвора, для которой помимо справочных данных (повторюсь: величина встречается не часто) необходимы значения паразитных индуктивностей и проводов подключения затвора-эмиттера, и затворных резисторов, и подключенных к затвору защитных цепей.

В итоге метод хорош для производителей драйверов, чтобы потребитель «не уличил» их в некорректном управлении затвором (со звоном), хорош и для получения временных характеристик для паспорта, но практически, для реального преобразователя, неприменим и в связи с низкой информативностью, и в связи с фактической невозможностью получения исходных данных.

 

Метод расчета максимального сопротивления

На рис. 5 в период 2 видно, что слишком большое сопротивление затворного резистора, в совокупности с отсутствием отрицательного запирающего напряжения в затворе, приводит к появлению отпирающего импульса в момент нарастания напряжения коллектор-эмиттер. Появление напряжения на затворе обусловлено наличием паразитной емкости затвор-коллектор (проходная емкость Сgc или Сres) и определенной скоростью нарастания напряжения коллектор-эмиттер (du/dt).
Чем больше проходная емкость и чем выше скорость нарастания, тем этот отпирающий импульс мощнее и тем меньшее необходимо выходное сопротивление драйвера, чтобы его погасить («притянуть»).

Расчет максимального сопротивления затворного резистора на основе вышеописанного эффекта предлагает ON Semiconductor [4]. В основу взята формула:

du/dtUth/(Rg×Сgc).

Отсюда, чтобы не возникало отпирание транзистора на выключении, как на рис. 5 и 6, максимальное сопротивление затворного резистора должно быть:

Rg max = Uth/(Cgc× (du/dt)).

Аналогично источнику [4] посчитаем максимальное сопротивление для транзистора FGA15S125P того же производителя (ON Semiconductor):

Uth(Vge(th)) = 6 В, Cgc(Сres) = 20 пФ,

допустим, скорость нарастания минимальна: du/dt = 2 кВ/мкс, тогда:

Rg max = 6/(20×10–12 × 1000/1×10–6) = 150 Ом.

Сам производитель нормирует параметры при сопротивлении 10–70 Ом.

Посчитаем максимальное сопротивление затворного резистора для IRGPC60B120KD:

Uth(Vge(th)) = 5 В, Cgc(Сres) = 160 пФ,

допустим du/dt = 2 кВ/мкс, тогда:

Rg max = 5/(160×10–12×1000/1×10-6) = 15 Ом.

А для скорости нарастания порядка 3 кВ/мкс (типовая скорость для преобразователей мощности от единиц до десятков кВт) получаем и вовсе не более 10 Ом. Производитель нормирует сопротивление 5–100 Ом. Что-то не то…

Посчитаем сопротивление для более мощного транзисторного модуля SKM400GB12V (SEMIKRON):

Uth(Vge(th)) = 6 В, Cgc(Сres) = 2356 пФ,

допустим так же du/dt = 2 кВ/мкс (при этом добиться такой низкой скорости фактически, невозможно), тогда:

Rg max = 6/(2356×10–12×1000/1×10–6) = 1,27 Ом.

Производитель нормирует сопротивление не менее 3 Ом (до 15 Ом), а из расчета следует, что оно должно быть не более 1,2 Ом.

Выходит, метод дает очень большую набегающую погрешность. Объясняется эта погрешность тем, что не учитывается наличие отрицательного запирающего напряжения, не учитывается емкость затвора (которая в основном и «съедает» паразитный импульс). Из формулы, в частности, следует, что установка параллельно затвору дополнительной емкости никак не влияет на устойчивость связки драйвер-транзистор. Но такая емкость, «съедающая» импульс в затворе на выключении, без ущерба качества связи транзистор-драйвер является нормой для высоковольтных преобразователей. Также не учитывается очень большая нелинейность зависимости величины проходной емкости от номинального тока коллектора. В вышеприведенных расчетах: 15 А — 20 пФ; 60 А — 160 пФ; 300 А — 2356 пФ,
то есть ток увеличился в 20 раз, а емкость более чем в 100 раз. При этом пороговое напряжение для IGBT любой мощности почти одинаково: (6 ±2) В. Плюс к этому не совсем понятно, на каком напряжении брать в расчет Сres, так как эта величина в большой степени зависит от напряжения коллектор-эмиттер, а в последнее время в паспортах данная зависимость не приводится.

Иначе говоря, изначально принято много упрощений, в результате которых метод актуален: во-первых, только для IGBT с током коллектора не более нескольких десятков ампер; во-вторых, если драйвер не обладает отрицательным запирающим напряжением; в-третьих, если не принято дополнительных мер по защите от указанного эффекта. А если рассчитывать без этих упрощений, то, первое, не совсем понятно, как именно все учесть; второе, расчет становится сложным и неоднозначным.

Но есть и достоинства:

  • для малых мощностей метод применим и в совокупности с предыдущим способом дает корректный диапазон минимального и максимального сопротивления затворного резистора.
  • Недостатки:
  • очень узкий диапазон применяемости.

 

Метод расчета оптимального сопротивления

Метод расчета сопротивления затворного резистора через временные характеристики, пожалуй, самый популярный в среде «теоретиков». Существует множество вариантов, как исходя из цифр и графиков, приведенных в паспорте, посчитать искомую величину. Суть этого метода, например, хорошо описана у International Rectifier [3]. В основе лежит формула расчета заряда:

q = i×t.

Следовательно, можно подсчитать величину тока, необходимую для требуемой длительности переключения транзистора с известным суммарным зарядом затвора:

Ig = Qg/Т.

Учитывая, что ток здесь рассчитывается по закону Ома, получаем формулу расчета затворного резистора:

Rg = (ΔU×Т)/Qg.

Например, транзистор IRGPC60B120KD (Qg = 340 нКл), управление осуществляется от драйвера с выходным напряжением –5…+15 В (ΔU = 20 В), необходимое время переключения 0,5 мкс, следовательно:

Rg = (20×0,5)/0,34 = 29,4 Ом.

Действительно, все просто, за исключением одной величины: каким должно быть Т? В вышеуказанном примере — это 0,5 мкс, но почему не 100 нс или 10 мкс? Какой должна быть эта «длительность переключения»? Для определения данной величины, которая взята априори в указанном выше расчете, а равно и в расчете [3], необходимо обращаться к расчетам, гораздо более сложным, и к исходной информации из паспортов, касающейся временных характеристик используемого транзистора.

В паспортах часто (но не всегда, а для отечественных изделий даже в ТУ почти никогда) приводятся зависимости временных характеристик и/или энергий потерь от номинала затворного резистора. На рис. 3, 4 и 9 приведены примеры таких графиков для транзисторных модулей разной мощности: 2MBI800U4G-120 (Fuji, 800 А), SKM300GB126D (SEMIKRON, 300 А), IRGP4069D (International Rectifier, 35 А). Обращают на себя внимание разные характеры зависимостей и по величине, и по тренду. В некоторой степени это объяснятся просто тем, что модули разные. Но при более пристальном рассмотрении выясняется, что это не основополагающий фактор. Судя по всему, гораздо больше влияет метод. Показателен пример для величины фронта tr: у Fuji (рис. 1) это значение измеряется между 10% Ic и 10% Uce (между током и напряжением); у International Rectifier (рис. 2) между 10% и 90% от Ic. Также у Fuji величина tf измеряется по условному продолжению фронта, без учета токового «хвоста», чем, в частности, объясняется практически отсутствие зависимости величины tf от резистора на графике (рис. 9). Хотя если измерять tf с учетом этого «хвоста», то зависимость была бы очень заметной, как, например, у SEMIKRON на рис. 3. Но здесь метод тоже непонятен: выходит, увеличение затворного резистора приводит к более быстрому выключению. То есть у SEMIKRON тоже какой-то свой метод. Другими словами, зависимость временных характеристик от затворного резистора очень условна, и эта «условность» для каждого производителя своя, общепризнанного стандарта нет. И как тогда применить к этим данным формулы? Что в итоге будет посчитано? И в реальном преобразователе наверняка не будет идеальных условий переключений: отставание тока/напряжения, звон на переключениях, влияние снабберов, накладываемые обратные токи… Времена будут совсем другими, то есть даже эта, довольно полная информация, приведенная в паспортах, по сути, справочно-ознакомительная и к реальному преобразователю относится очень косвенно.

График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для 2MBI800U4G-120 (Fuji)

Рис. 9. График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для 2MBI800U4G-120 (Fuji)

Отсюда основной недостаток метода:

  • отсутствие исходных данных определения «длительности переключения» для отечественных транзисторов и их «условность», неоднозначность, сложность получения для импортных транзисторов.
  • Достоинства:
  • если «по аналогии» из какого-либо похожего преобразователя или из соответствующей литературы узнать величину «длительности переключения» (фактически длительность фронтов управления затвором), то без труда можно сделать так же и для своей разработки, а величина Rg наверняка будет посчитана корректно.

Принципы расчетов минимального, максимального и оптимального сопротивления затворного резистора приведены; прояснены принципы, теория и ошибки. Что это дает разработчику? Если речь идет о создании преобразователя на основе импортных модулей, то из вышесказанного можно почерпнуть информацию о направлениях поиска, и если усердно взяться за решение проблемы, то исключительно теоретически можно правильно рассчитать затворный резистор. Если же речь идет о разработке преобразователя на отечественной элементной базе, то здесь данных явно недостаточно. То есть указанные методы хороши для теории, может быть, для сведения и общего развития, но практически слабо/сложно применимы. Потому требуется продолжение. И в следующей части настоящего исследования речь пойдет о практическом способе расчета затворного резистора для реальной задачи построения преобразователя.

Часть 2.

Литература
  1. CT Concept. IGBT and MOSFET drivers correctly calculated. Application Note (AN-1001).
  2. How to Design an Rg Resistor for a Vishay Trench PT IGBT. Application Note (№ 95690).
  3. International Rectifire. A new gate charge factor leads to easy drive design for power MOSFET circuits. Application Note (№ 944A).
  4. ON Semiconductor. IGBT Gate Drive Considerations. Application Note (AND9052/D).
  5. Advanced IGBT Driver. Application Manual (№1903).

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *