Вы за SiC или кремний?
Часть 6. Использование полевых SiC-транзисторов в блоках питания центров обработки данных и телекоммуникационного оборудования

Все статьи цикла.

С развертыванием сетей пятого поколения (5G), ввиду их специфики, а особенно с переходом в микроволновую область частотного спектра [7] мы можем ожидать массового строительства новых базовых станций, что связано с нюансами применения этой сотовой технологии. В свою очередь рост числа базовых станций, предназначенных для обеспечения необходимого питания, потребует множества высокоэффективных телекоммуникационных блоков питания. Чтобы удовлетворить потребность в повышении эффективности, снижении эксплуатационных расходов и сокращении затрат на спецификации (количество используемых компонентов), в этой сфере возобновился интерес к решениям на полупроводниках с широкой запрещенной зоной. То же самое можно сказать и об усилиях по продвижению серверных блоков питания к постоянно растущему уровню их эффективности и с минимальными потерями тепла. Гипермасштабируемые центры обработки данных, обеспечивающие развитие цифровой экономики — цифровизации, аналитики на основе больших данных, «Интернета вещей» и искусственного интеллекта, теперь работают с серверными стойками мощностью 30 кВт и более с весьма сложными системами управления охлаждением [8].

Сети 5G обеспечивают в 100–1000 раз более высокие скорости передачи данных и обслуживают триллионы устройств, образующих «Интернет вещей». Однако ничего не дается даром. Для реализации этих возможностей понадобятся базовые станции с многоэлементными управляемыми антенными решетками — до 64 элементов передачи/приема. Соответственно, требуется 64 передатчика и приемника плюс вспомогательное оборудование, что суммарно потребует гораздо большей мощности, чем оборудование предыдущих поколений. Для того чтобы сократить потребляемую мощность, необходимую для каждой базовой станции, было сделано много технологических усовершенствований в части усилителей и антенн, но вполне вероятно, что придется построить гораздо большее количество базовых станций, и здесь не то чтобы каждый ватт, а каждый милливатт подводимой мощности должен быть на счету. Как говорится, курочка по зернышку клюет да сыта бывает.

Все сказанное справедливо и для современных центров обработки данных (ЦОД), то есть, чтобы использовать сложные методы управления питанием, источники питания для этих приложений должны соответствовать все более строгим требованиям к эффективности начиная режимом сна, дежурным режимом и заканчивая состоянием полной нагрузки. Достичь недоступных прежде показателей эффективности позволяют новые предложения в виде топологий на полевых транзисторах, выполненных на основе такого широкозонного полупроводника, как карбид кремния (SiC). В этой статье мы рассмотрим основные топологии и возможности подобных устройств для данного направления техники. Задача — понять, где и как полевые SiC-транзисторы могут стать конкурентами кремниевых транзисторов с суперпереходом (Si Super Junction) и полевых транзисторов на основе нитрида галлия (GaN), в том числе и в режиме обогащения — enhancement mode (eGaN).

Кратко о сути проблемы

Общей проблемой для всех источников питания, как центров обработки данных, так и базовых станций сотовой связи, является введение в схему специального устройства — корректора коэффициента мощности (ККМ). Это связано с тем, что выпрямление напряжения переменного тока в напряжение постоянного тока необходимо выполнять с коэффициентом мощности, близким к единице, а используемые блоки питания представляют собой нелинейную нагрузку с той или иной реактивной составляющей. После выпрямления напряжение уровнем примерно 400 В поступает на преобразователь постоянного тока в постоянный, преобразующий эти 400 В в напряжение промежуточной шины 48, 24 или 12 В, которое используется уже непосредственно в системе. Это напряжение применяется в архитектуре распределенного питания и далее для технологии питания в нагрузку (Power of Load, PoL), использующей отдельные DC/DC-преобразователи, часто с очень большими рабочими токами, для питания центрального процессора или процессоров и блоков памяти.

Когда нагрузка блоков питания базовых станций более-менее равномерна, то если проанализировать профиль использования блоков питания серверов ЦОДов, становится ясно, что большая часть их срока службы приходится на периоды легкой и средней нагрузки. Следовательно, схемы коррекции коэффициента мощности и DC/DC-преобразования должны действовать с высоким КПД в очень широком диапазоне нагрузки, но при соблюдении тепловых ограничений при работе с пиковой нагрузкой, а значит, предусматривать резерв по мощности.

Эти требования отражены в хорошо известном стандарте 80 PLUS, предназначенном для сертификации компьютерных источников питания. Если говорить в целом, то 80 PLUS — это часть принятого стандарта энергосбережения, подразумевающая сертификацию компьютерных блоков питания на соответствие определенным нормам по эффективности энергопотребления — КПД, то есть отношению полезной работы к затраченной энергии в процентах. Градации стандарта (уровни сертификации) и их определения показаны в таблице 1. Что касается серверов, они должны отвечать стандарту Titanium, который предусматривает высокую эффективность (КПД) даже при 10%-ной нагрузке.

В таблице 2 приведена типичная спецификация, взятая из проекта Open Compute Project, в которой содержится требование на уровне Titanium+ для блока питания мощностью 3,3 кВт.

На рис. 1 показана типичная архитектура источника питания на основе резонансного LLC-преобразователя (LLC — читается как «индуктивность-индуктивность-емкость») с входным мостовым выпрямителем (входной фильтр электромагнитных помех здесь не показан), простым повышающим преобразователем для схемы коррекции коэффициента мощности, выполненным на полевых транзисторах, рассчитанных на рабочее напряжение (под этим термином мы здесь понимаем блокирующее напряжение сток-исток — Drain-source breakdown voltage) 650 В, и карбид-кремниевыми диодами Шоттки. Далее в качестве DC/DC-преобразователя мы, собственно, видим мостовой LLC-каскад. Топология LLC обеспечивает высокую эффективность, а также дает преимущество за счет широкого диапазона входного напряжения, именно поэтому она нашла применение, например, в блоках питания космических аппаратов [9].

Рис. 1. Типичная конфигурация блока питания. После входного мостового выпрямителя используется схема коррекции коэффициента мощности и далее LLC DC/DC-преобразователь с коммутатором мостового типа

Для особо интересующего нас каскада коррекции коэффициента мощности типичные частоты переключения находятся в пределах 65–150 кГц. Здесь высокая эффективность на более низких частотах приносится в жертву потребности в более высокой удельной плотности мощности, поскольку катушки индуктивности, в том числе и входного фильтра, на частотах переключения в 150 кГц будут иметь гораздо меньшие размеры, чем на частотах 30 кГц. Это для поддержания высокой эффективности при жестком переключении на частотах 65–150 кГц приводит к использованию кремниевых полевых МОП-транзисторов с SiC-диодами Шоттки. Усовершенствованные полевые МОП-транзисторы с суперпереходом могут быстро переключаться, а SiC-диод Шоттки помогает минимизировать потери при включении в полевых МОП-транзисторах. Чтобы быть до конца честными в этом вопросе, более эффективными по сравнению с кремниевыми здесь будут нитрид-галлиевые транзисторы [9], но классикой пока остается кремний.

В LLC-части схемы обычно используются полевые МОП-транзисторы, рассчитанные на рабочее напряжение 650 В. Схема поддерживает работу ZVS (zero voltage switched — переключение при нулевом напряжении) и имеет пониженные токи выключения, поэтому коммутационные потери здесь намного ниже, что, собственно, и позволяет работать на более высоких частотах при 100–500 кГц, это в свою очередь позволяет уменьшить размер трансформатора. На вторичной стороне используются кремниевые МОП-транзисторы с рабочим напряжением 80–150 В, но с очень низким сопротивлением в открытом состоянии. Они предназначены для выпрямления высоко­частотного вторичного переменного напряжения и обеспечения регулируемого (читаем: стабилизированного) выходного постоянного напряжения. Применяемые полевые транзисторы на 650 В выбраны таким образом, чтобы в случае выхода по тем или иным причинам за пределы режима ZVS при некоторых неблаго­приятных рабочих условиях восстановление встроенного антипараллельного диода не было разрушительным и, соответственно, катастрофическим для блока питания в целом.

Полупроводниковые приборы: сравнение и оценка сильных и слабых сторон

Рассмотрим более подробно транзисторы, которые используются на стороне высокого напряжения, а именно в каскадах коррекции коэффициента мощности и DC/DC-преобразования. Как уже было сказано, здесь, как правило, при условии питания от стандартной электросети используются устройства класса 650 В. В таблице 3 представлен обзор современного состояния устройств на основе кремния, GaN и SiC и их соответствующие характеристики.

Как можно видеть из таблицы 3, с точки зрения сопротивления канала на единицу площади кристалла R_dsA транзисторы технологии SiC FET (SiC JFET), безусловно, являются здесь наилучшим вариантом. Все устройства с широкой запрещенной зоной, по сравнению с кремниевой альтернативой на основе технологии суперперехода, имеют улучшение в части заряда обратного восстановления антипараллельного диода. Однако только устройства, выполненные на основе карбида кремния и кремния, способны эффективно справляться с максимальной энергией. Что касается управления, устройства на основе нитрида галлия в режиме обогащения (eGaN) имеют наиболее низкое значение порогового напряжения включения V_G(th), что в сочетании с их высокой скоростью включения/выключения и малым диапазоном напряжения затвора несколько затрудняет их управление.

В таблице 4 дано сравнение некоторых эквивалентных продуктов индустриального класса, выполненных в распространенном корпусе TO-247. Мы можем видеть, что кремниевый транзистор с суперпереходом и полевые транзисторы UnitedSiC [10] могут управляться от напряжения 0–10 В. Варианты SiC МОП-транзисторов требуют различных напряжений, например от –4 до +18 В. Кроме того, все устройства на основе карбида кремния имеют более низкую входную емкость (соответственно, и меньший заряд затвора) и значительно меньший заряд обратного восстановления диода Q_rr. Что касается потерь проводимости встроенного диода, у кремниевого транзистора с суперпереходом и SiC полевого транзистора они ниже, чем у SiC МОП-транзистора.

Транзисторы серии UF3C служат примером каскодного полевого транзистора компании UnitedSiC, который был подробно описан в [3]. Особенностью этих транзисторов является то, что в одном общем корпусе вместе с нормально открытым высокопроизводительным и быстродействующим SiC полевым транзистором с управляющим p-n-переходом (JFET) выполняется недорогой кремниевый (Si) МОП-транзистор с рабочим напряжением 25 В. Этот дополнительный транзистор предназначен для обеспечения функционирования SiC-устройства как нормально выключенного транзистора, упрощенного управления затвором и исключения защитного диода. Такое устройство может быть легко использовано для замены уже имеющихся кремниевых МОП-транзисторов и IGBT, а также взаимозаменяемо с SiC-транзисторами всех типов. Транзисторы серии UF3C от компании UnitedSiC демонстрируют очень быстрое переключение, они выполнены в трехвыводных корпусах TO-247 и корпусах TO-247-4L с четвертым дополнительным выводом от истока для схемы Кельвина, что в значительной мере нивелирует паразитную индуктивность в цепи управления затвором. Транзисторы серии UF3C имеют в своей структуре диод с наилучшими на настоящее время характеристиками обратного восстановления по сравнению с транзисторами такого же рабочего напряжения и тока других технологий. Устройства серии UF3C оптимальны для переключения индуктивных нагрузок и для любого иного применения, требующего наличия стандартного драйвера затвора.

В таблице 5 сравниваются аналогичные устройства в корпусах DFN 8×8: здесь представлены кремниевые транзисторы с суперпереходом и SiC FET- и GaN-устройства, которые могут управляться стандартными драйверами, используемыми для их кремниевых собратьев. Полевые SiC-транзисторы компании UnitedSiC имеют очень низкое сопротивление канала в открытом состоянии. Однако сравнение устройств с различными R_DS(ON) при температуре +150 °C лучше всего проводить не по значению сопротивления, а по показателям качества (Figure of merit — величина, используемая для оценки характеристики производительности устройства относительно его альтернатив), которые представлены в трех нижних строках таблицы. Как можно видеть, решения на полупроводниках с широкой запрещенной зоной предлагают лучшие показатели качества, особенно для показателей R_ds(on)×C_oss(tr) и R_ds(on)×Q_rr.

Примечания. 1. Ограничена значением T_J,max 2. Ширина импульса t_p ограничена значением T_J,max.

На рис. 2 в поперечном сечении показана архитектура обычно используемых конфигураций полевых транзисторов на основе SiC, GaN и кремния с суперпереходом. GaN HEMT — это боковые устройства, в то время как другие типы транзисторов представляют собой устройства с вертикальным каналом. Вертикальный канал позволяет более компактно реализовать устройства с более высоким напряжением, поскольку выводы истока и стока находятся на противоположных сторонах пластины, а не на ее верхней поверхности. В GaN HEMT проводимость ограничена двумерным электронным газом (two-dimensional electron gas, 2DEG) в канале, в то время как устройства на основе SiC используют короткий поверхностный канал и в основном объемный для переноса тока. SiC JFET имеет объемный канал, который наряду с его вертикальной природой дает самое низкое сопротивление на единицу площади R_dsA, что позволяет использовать минимальный размер кристалла. Затем, чтобы сформировать SiC FET, как уже было показано ранее в [3], он каскодируется с помощью низковольтного Si МОП-транзистора, который, правда, добавляет свои 10% к сопротивлению открытого канала.

Рис. 2. Архитектуры полупроводниковых устройств, которые конкурируют в области 650 В, используемой для центров обработки данных и источников питания телекоммуникационного оборудования

По мере совершенствования устройств конечный предел скорости переключения устанавливается током нагрузки, заряжающим выходную емкость устройства C_oss. Низкое значение C_oss(tr) для данного сопротивления канала транзистора в открытом состоянии дает самую высокую скорость нарастания напряжения, а также самое короткое время задержки для достижения уровня напряжения 400 В. Из таблиц 4 и 5 видно, что именно SiC FET в этом отношении отличается самыми высокими показателями производительности и является достойным внимания выбором для высокочастотного преобразования энергии.

Что касается заряда обратного восстановления Q_rr, все варианты широкозонных полупроводников предлагают значительно улучшенную производительность по сравнению с их кремниевыми собратьями, в том числе и с суперпереходом. Следовательно, эти устройства выбирают всякий раз, когда в схеме используется жестко переключаемое включение, как в каскадах коррекции коэффициента мощности, работающих в режиме непрерывных токов (continuous current mode, CCM). Если в этих схемах используется проводимость встроенного диода, как диода обратного хода, то падение на нем напряжения (в открытом состоянии) приводит к потерям проводимости. Поэтому здесь, как правило, применяется синхронная проводимость, открывающая для уменьшения этих потерь канал соответствующего полевого транзистора, переводя его в режим проводимости. Однако обычно между обнаружением обратного тока и включением канала полевого транзистора существует задержка, на низких частотах на нее редко обращают внимание, но на высоких частотах это время составляет уже значительную часть периода переключения. Например, «мертвое» время 100 нс, когда проводит только диод, не имеет большого значения, если частота переключения составляет 100 кГц (то есть при периоде, равном 10 мкс). Но оно достигает уже 10% в течение цикла переключения на частоте 1 МГц, поскольку здесь период составляет всего 1000 нс. Таким образом, низкое падение напряжения на диоде в режиме проводимости V_FSD вместе с низким значением заряда обратного восстановления Q_rr является полезным фактором для достижения высокой производительности, а полевые транзисторы на основе карбида кремния обеспечивают и то и другое.

Более того, в самых эффективных вариантах схем отсутствует аппаратное включение, поскольку, хотя потери при использовании полупроводниковых устройств с широкой запрещенной зоной могут быть незначительными при выключении, это не относится к потерям при включении. При низком заряде затвора доступных полевых транзисторов и низком сопротивлении при включении и выключении, частоты преобразования в схемах с мягкой коммутацией могут быть увеличены в 5–10 раз.

Что касается надежности устройства, все варианты SiC-транзисторов обладают отличной устойчивостью к перегрузке, что повышает надежность системы блока питания в целом. Несмотря на меньшие размеры чипов, они часто могут превосходить возможности полевых транзисторов с суперпереходом, особенно при высоких уровнях тока. Устройства на основе нитрида галлия не могут справиться с перегрузкой и поэтому рассчитаны на высокое напряжение пробоя, чтобы избежать этой рабочей зоны. На рис. 3 показан снимок с экрана осциллографа для SiC FET от компании UnitedSiC с сопротивлением открытого канала 40 мОм и рабочим (блокирующим) напряжением 650 В, на который воздействует пиковый лавинный ток I_AVE (развертка по вертикали 20 А/дел.), равный 80 А (показан синий), что намного превышает любые практические потребности. Видно, что напряжение пробоя V_DS (развертка по вертикали 200 В/дел.) здесь превышает 800 В (показано зеленым).

Рис. 3. Форма сигнала, полученная при испытании на индуктивную нагрузку без клампера транзистора UF3C065040K4S (SiC FET, 40 мОм, 650 В). Несмотря на небольшой размер кристалла, SiC JFET-транзистор без сбоев выдерживает лавинный ток более 80 А

Рекомендации по выбору драйвера затвора

Ключевым упрощением использования SiC FET является то, что его низковольтный МОП-транзистор имеет пороговое значение включения V_G(th), равное 5 В, и максимально допустимое значение напряжения затвор-исток составляет ни много ни мало, а целых ±25 В. Соответственно, он может управляться как кремниевый низковольтный МОП-транзистор с суперпереходом напряжения 0–10 В (или 12 В). На рис. 4 дается сравнение рекомендуемого для транзисторов различных технологий напряжения управления по затвору и соответствующих абсолютных максимальных значений напряжения на затворе.

Рис. 4. Диаграмма, сравнивающая рекомендуемые максимальные значения напряжения затвора и напряжения затвора для различных типов кремниевых и SiC-устройств

Здесь для управления SiC МОП-транзисторами обычно используют напряжение отрицательной и положительной полярности и полный размах напряжения ±20…±25 В. Необходимо принимать во внимание, что часто напряжения управления по затвору довольно близки к абсолютным максимальным значениям. Это требует особого внимания к выбросам напряжения, которые могут быть следствием того или иного переходного процесса. Кроме того, большой сдвиг затвора, из-за наличия паразитной индуктивности в цепи управления, может привести к проблемам управления транзисторным ключом на высоких частотах. Помимо сказанного, для того чтобы справиться с проблемами гистерезиса V_G(th), требуется тщательно соблюдать рекомендации производителей в отношении уровней напряжения управления. Полевые SiC-транзисторы гибки в этом отношении и не требуют такого тщательного контроля уровней напряжения на затворе, кроме того, они могут работать и управляться при напряжениях затвора, совместимых с SiC МОП-транзисторами. Как можно видеть на рис. 4 — SiC FET уникально универсален.

Транзисторы eGaN обычно имеют низкое значение V_G(th) и работают в узком диапазоне напряжения затвора, который часто довольно близок к абсолютным максимальным пределам напряжения сток-исток V_GS. Для этого, чтобы не повредить ключи, здесь потребуются специальные драйверы и тщательная разводка печатной платы, особенно в части минимизации паразитной индуктивности в контуре управления затвором. Опция каскода может обойти некоторые из этих трудностей. При всем сказанном, более низкий размах напряжения затвора eGaN-транзисторов может оказаться полезен для уменьшения потерь затвора при коммутации на более высоких частотах.

Во всех случаях, когда используется коммутация на очень высоких скоростях, удерживать транзисторы в выключенном состоянии при высоких значениях dV/dt становится все сложнее. То же самое касается и управления напряжением затвора из-за наличия паразитной индуктивности в контуре истока и управления затвором. Здесь помогает введение в схему транзисторов в корпусах с дополнительным отводом от истока, позволяющим использовать схему Кельвина, но, поскольку эта схема хорошо проработана, то в следующих разделах статьи мы рассмотрим другие альтернативные варианты.

Топологии цепей: корректор коэффициента мощности

На рис. 5 показана схема тотемно-полюсного корректора коэффициента мощности (Totem-Pole PFC, TPPFC), не использующая диодный выпрямительный мост. На рисунке также приведен график реально измеренной эффективности при частоте коммутации 100 кГц. Измерение сделано на демонстрационной плате с использованием SiC FET UJC06505K компании UnitedSiC [10] при изменении мощности в пределах 200 Вт — 1,5 кВт. Эта схема устраняет все потери проводимости диодов как входного диодного выпрямительного моста, так и на SiC-диоде в ККМ. Однако в этом решении преобразователь ККМ работает в режиме непрерывных токов (CCM) с жестким переключением, о чем говорилось в начале этой части статьи.

Рис. 5. Базовая схема тотемно-полюсного корректора коэффициента мощности и график КПД по сравнению со стандартом Titanium, измеренные на демонстрационной плате UnitedSiC с использованием SiC FET UJC06505K компании UnitedSiC

На рис. 6 показан корректор коэффициента мощности с поддержкой технологии чередования фаз (interleaved TPPFC), который может быть сконструирован со связанной катушкой индуктивности. Эта схема используется в режиме постоянного тока или работает на гораздо более высокой частоте в режиме критической проводимости, поскольку она исключает потери при включении. Очень высокая плотность мощности может быть достигнута с помощью SiC полевых транзисторов без ущерба для эффективности, однако требуются связанные катушки индуктивности. Кроме того, сложность в организации управления здесь выше, особенно когда токи пульсации велики и необходимо обнаруживать переходы через ноль.

Рис. 6. Топология «корректор коэффициента мощности с поддержкой технологии чередования фаз», при которой используются два полумоста с быстрым переключением и один полумост с переключением с частотой сети. Подход со связанными катушками предусматривает работу в режиме критической проводимости, что позволяет значительно увеличить частоту коммутации

В таблице 6 сравнивается распределение потерь с использованием топологии тотемно-полюсного ККМ, показанного на рис. 5, и ККМ с чередованием фаз, который мы видим на рис. 6. В обоих случаях использован преобразователь мощности на 3 кВт, работающий на частоте 100 кГц. Чередование означает, что катушки индуктивности видят пульсации с частотой 200 кГц. Тотемно-полюсный ККМ имеет значительно меньшие потери, всего 25,7 Вт по отношению к 51,4 Вт ККМ с чередованием фаз (обратите внимание, что здесь в оригинале статьи [1] допущены неточности). Такое уменьшение потерь позволяет достичь целевых показателей эффективности (КПД) на уровне требований Titanium по стандарту 80 PLUS (табл. 1). Это достигается за счет устранения потерь 24,3 Вт на диодном мостовом выпрямителе. Однако ничего не дается даром — тотемно-полюсный ККМ, используемый в этом примере, потребует еще четыре дополнительных полевых транзистора и соответствующих драйверов затворов. Сравнение по затратам на спецификацию для обоих вариантов ККМ приведено в таблице 7.

Примечание. Системные условия: напряжение 240 В/60 Гц, 400 В (DC); выходная мощность 3 кВт; частота коммутации 100 кГц; режим CCM.

В альтернативном методе, не требующем обнаружения точек переходов тока, используются дополнительные вспомогательные ключи для достижения переходов для включения при нулевом напряжении. Аналогичные или даже лучшие результаты могут быть получены с помощью резонансных методов, таких как вспомогательный резонансный коммутируемый полюс (Auxiliary-Resonant Commutated Pole, ARCP), которые устраняют потери как при включении, так и при выключении. Однако преимущества более совершенных методов с точки зрения затрат и производительности, как показывает практика, становятся эффективными только при уровнях мощности значительно выше 5 кВт.

Топологии цепей: DC/DC-преобразователь

Поскольку выходное напряжение фиксировано, мостовой LLC-преобразователь, показанный на рис. 1, обеспечивает отличную удельную мощность и высокую эффективность (КПД) и в настоящее время является такой себе рабочей лошадкой на высоких уровнях мощности. По мере снижения уровней мощности может использоваться реализация LLC-преобразователя с полумостом. Обычно в обоих вариантах применяются частоты в диапазоне 100–500 кГц, и основные усилия по снижению потерь переходят на вторичные МОП-транзисторы, трансформатор и низковольтные вторичные МОП-транзисторы, учитывая высокие уровни тока на выходе при напряжении промежуточной шины в 12 В.

Кроме того, не все здесь просто и со стороны выбора силовых полупроводниковых транзисторов. Для высоковольтных полевых транзисторов переход из выключенного состояния в диодную проводимость требует зарядки выходной емкости, а чтобы сделать это быстро, необходимо низкое значение C_OSS(TR). А чтобы уменьшить потери из-за проводимости основного диода, для организации синхронной проводимости разработчики должны минимизировать и «мертвое» время перед включением полевого транзистора. Низкое сопротивление во включенном состоянии уменьшает потери проводимости, а низкое значение энергии выключения E_OFF большинства транзисторов с суперпереходом и широкозонных ключей помогает свести к минимуму коммутационные потери.

Необходимо также учитывать, что если в условиях небольшой нагрузки режим коммутации по нулевому напряжению будет нарушен, то может произойти жесткое восстановление проводимости диода и его перегрузка. При использовании таких широкозонных транзисторов, как SiC FET, это не представляет опасности, но может повредить кремниевые полевые МОП-транзисторы с суперпереходом. Для того чтобы свести к минимуму подобную возможность, часто используются версии полевых транзисторов с суперпереходом с быстрым восстановлением, но в случае полевых транзисторов, выполненных на основе SiC, такая мера предосторожности не требуется, что в целом упрощает задачу управления блоком питания.

Перспективы на ближайшее будущее

Хотя усовершенствования кремниевых полевых транзисторов с суперпереходом продолжаются, в ближайшие несколько лет уровень прогресса для устройств SiC и GaN намного превзойдет тот, что потенциально может быть достигнут в кремниевой технологии. Помимо улучшений в части R_dsA (как правило, каждые 2–3 года мы видим улучшения на 30–50%), следует ожидать многих усовершенствований в технологии корпусирования. Основные проблемы, требующие решения, — снижение паразитной индуктивности и более эффективный отвод тепла при небольших площадях установки кристалла на теплоотводящую поверхность.

Один из возможных путей — переход к элементам типа полумоста, предназначенным либо для прямого монтажа на поверхность, либо в качестве встроенного элемента в печатную плату. Это упрощает компоновку печатной платы и позволяет реализовать более низкую индуктивность и петли управления затвора.

Еще один новый путь — интеграция драйвера с устройством питания либо в виде одного драйвера общего с ключом, либо в виде полумостового элемента. Поскольку большинству устройств на основе SiC и GaN требуются уникальные уровни управляющего напряжения и схемы, эта сложность может быть относительно просто реализована в совместно корпусированном или интегрированном продукте, что упростит задачу для разработчиков конечных продуктов в виде тех или иных преобразователей мощности или напряжения. К тому же каждое устройство может быть лучше использовано и в полной мере, что, несомненно, приведет к большей экономии на стоимости системы и потерях мощности, а также к принятию широкозонных полупроводниковых устройств большинством разработчиков.

Аналогичный подход в виде системы в корпусе (SIP) со встроенным драйвером затвора для полумоста на основе SiC полевых транзисторов (в каскодном исполнении) с сопротивлением канала 35 мОм и рабочим напряжением 1200 В был описан в предыдущих статьях этой серии [3, 4]. Варианты таких устройств для поверхностного монтажа уже становятся доступными от ряда поставщиков, и можно сказать, что эта тенденция, вероятно, наберет силу.

Стоимость транзисторов на полупроводниках с широкой запрещенной зоной и блокирующим напряжениям 650 В сейчас быстро падает. Ожидается, что 650-В полевые транзисторы компании UnitedSiC приблизятся к паритету цен с кремниевыми аналогами уже в течение следующих двух лет. Ожидается, что наряду с простотой использования это ускорит распространение транзисторов с широкой запрещенной зоной в блоках питания для серверных и телекоммуникационных приложений.

Заключение

Устройства SiC являются весьма перспективными кандидатами для улучшения эффективности блоков питания и приложений, работающих в области среднего и высокого напряжения, — от полупроводниковых трансформаторов до электроприводов класса мегаватт, вспомогательных систем питания и твердотельных автоматических выключателей, от узлов электромобилей до блоков питания серверного и телекоммуникационного оборудования. Этой серией статей мы показали, как SiC МОП-транзисторы в целом и Supercascode на основе SiC JFET в частности предлагают весьма убедительные преимущества в высокой производительности и упрощении системы.

На этой, шестой статье мы заканчиваем настоящий цикл, но не прощаемся с темой использования карбид-кремниевых транзисторов. Дополнительная информацию по SiC JFET в рассматриваемом контексте представлена в презентации [11] и публикации [12].