Диоды и тиристоры — это очень просто!
Часть 5. Управление и защита

№ 5’2018
PDF версия
Материал продолжает серию статей («Силовая электроника» № 1–3’2012 и № 3’2013), посвященных базовым вопросам применения диодов и тиристоров. В пятой части рассматриваются проблемы управления и защиты.

Часть 1.
Часть 2.
Часть 3.
Часть 4.
Часть 5.

Общие положения

«Сетевые» (то есть работающие на частоте питающей сети) тиристоры и диоды широко используются в различных импульсных преобразователях благодаря своей надежности, низким потерям проводимости и сравнительно небольшой стоимости. Информация, приведенная в данной статье, относится к наиболее распространенным схемам применения диодов и тиристоров — мостовым выпрямителям и регуляторам мощности переменного тока. В первом разделе рассмотрены параметры включения тиристоров, а также требования к импульсам управления и варианты схем драйверов. Во второй части обсуждаются вопросы выбора компонентов в соответствии с условиями эксплуатации, а также меры по защите от внутренних и внешних перенапряжений. В заключение описаны проблемы ограничения токовых перегрузок. Вопросы, касающиеся выбора предохранителей и автоматов защиты, подробно проанализированы в [2].

 

Требования к сетевым тиристорам

Процесс коммутации

В первом квадранте рабочей характеристики (рис. 1а) тиристор может быть переведен из состояния прямой блокировки в проводящее состояние с помощью сигнала управления. В «двухтранзисторной» эквивалентной схеме тиристора (рис. 1б) положительный пусковой ток IG проходит в прямом направлении через p-n-переход «затвор-катод» J3 и влияет на инжекцию электронов из N-катода (эмиттер n-p-n-транзистора). Эти электроны усиливают ток IG и через переход J2 частично достигают слабо легированной n-зоны, представленной на схеме коллектором NPN и базой p-n-p-транзистора. Ток в p-n-p- транзисторе усиливается за счет дырок, инжектируемых из анода (эмиттер p-n-p-транзистора) в переход J1, и проходит через J2 в базу n-p-n-транзистора.

Вольт-амперные характеристики и рабочие зоны симметричного тиристора

Рис. 1.
а) Вольт-амперные характеристики и рабочие зоны симметричного тиристора;
б) «двухтранзисторная» эквивалентная схема тиристора

Как только сумма токов затвора и анода становится настолько высокой, что ее прирост удовлетворяет соотношению a NPN + a PNP ≥ 1, тиристор «поджигается», а характеристическая кривая переходит из состояния прямой блокировки в состояние проводимости.

Если прямой ток достигает уровня IL (ток включения), то тиристор остается во включенном состоянии, даже когда управление прервано. Затем, когда прямой  ток падает ниже порога удержания IH, тиристор возвращается в состояние прямой блокировки.

Динамика процесса включения

«Поджиг» тиристора начинается на границах затвора, поскольку там наблюдается наибольшая плотность тока управления. У сетевых тиристоров распространение пусковой области идет относительно медленно  — со скоростью около 30–100 мкм/мкс. Это ведет к появлению зон с очень высокой плотностью тока и интенсивному локальному разогреву затвора. Динамика процесса зависит от скорости нарастания тока нагрузки, ограниченной характеристиками внешней цепи. В быстрых тиристорах, спроектированных для применения в автоколебательных цепях, процесс запуска идет более активно. Однако из-за более высоких потерь в проводящем и заблокированном состоянии, а также большей стоимости производства быстрые тиристоры используются для сетевых применений только в особых случаях.

На рис. 2 показаны результаты моделирования распределения плотности тока при включении 500-А тиристора в течение 500 мкс после подачи сигнала управления. Цвета областей отображают локальные потери энергии, пропорциональные плотности тока. В начале процесса запуска она быстро увеличивается в области затвора и достигает максимума в интервале времени 1–4 мкс (третий и четвертый фрагмент изображения). Начиная с пятого фрагмента пусковой фронт распространяется по всей площади чипа. В данной модели тиристор срабатывает спустя примерно 50 мкс (восьмой фрагмент изображения), при этом плотность тока почти равномерно распределена по поверхности кристалла.

Моделирование распределения энергии потерь в кристалле при запуске тиристора с IT = 500 A

Рис. 2. Моделирование распределения энергии потерь в кристалле при запуске тиристора с IT = 500 A

Конечная скорость распространения пускового фронта и допустимые потери энергии определяют значение так называемой критической скорости нарастания тока при включении (di/dt)cr. Эта величина приводится в технических спецификациях.

Ложное срабатывание тиристора

Включение тиристора при отсутствии сигнала управления недопустимо. Ложное срабатывание может быть вызвано током, проходящим через J3 из области затвора в область катода. Возможные причины перечислены ниже:

  • паразитный ток, наводимый в линиях управления по индуктивным или емкостным связям из силовых цепей привода;
  • обратный ток, генерируемый при перегреве и/или при наличии высокого прямого блокирующего напряжения, приводящего к пробойному срабатыванию;
  • очень высокая интенсивность светового потока или радиации;
  • емкостный ток смещения, вызванный резким нарастанием напряжения в выключенном состоянии.

Перечисленные факторы объясняют зависимость условий срабатывания (амплитуда, скорость нарастания и длительность тока затвора) от режимов нагрузки. Возможность ложного включения тиристора из-за резкого увеличения напряжения определяет критическую скорость нарастания напряжения (dv/dt)cr, приводимую в технических спецификациях. Тиристоры SEMIKRON тестируются по этому параметру при экспоненциальном повышении сигнала до 66% от величины VDRM при максимальной температуре кристалла Tvjmax и разомкнутом затворе. При меньшем значении Tvj или меньшем напряжении значение (dv/dt)cr немного повышается. Применение параллельной снабберной RC-цепи для ограничения внутренних перенапряжений в сочетании с соответствующей индуктивностью силовой линии также ограничивает dv/dt.

Вероятность «разрушающего» отказа, возникающего вследствие ложного срабатывания, определяется величиной di/dt(crit). Опасность отказа существует и при частичном включении, если ток повторяющихся пусковых импульсов недостаточен для полного срабатывания или если в фазе обратной блокировки (третий квадрант характеристической кривой) продолжается генерация импульсов управления и в затвор подается ток. Его наличие вызывает сильное увеличение обратного тока IR и резкий рост блокирующих потерь в тиристоре (рис. 3а).

Сечение кристалла тиристора при протекании тока от затвора к катоду и аноду

Рис. 3.
а) Сечение кристалла тиристора при протекании тока от затвора к катоду и аноду (коричневая линия);
б) характер повреждения кристалла модуля SEMIPACK 1

Как видно из графиков на рис. 4, ток затвора 200 мА проходит через обратно смещенный n-p-n-транзистор с коэффициентом 0,5. Моделирование показывает, что при блокирующем напряжении VR = 800 В это вызывает появление обратного тока IR> 100 мА, то есть около 80 Вт локальных потерь генерируется в пределах n–/p+ обедненного слоя под выводом затвора. В 100-А тиристоре потери концентрируются в области площадью около 2 мм2, вследствие чего небольшой участок кремния нагревается до температуры >+200 °C (высокое тепловое сопротивление обусловлено малой площадью). При циклическом повторении этого процесса контакт затвора будет разрушен (рис. 3б).

Ток утечки IR при наличии обратного напряжения VR = 800 В и тока затвора IG = 200 мА (тиристор 1600 В/50 А)

Рис. 4. Ток утечки IR при наличии обратного напряжения VR = 800 В и тока затвора IG = 200 мА (тиристор 1600 В/50 А)

Критическая скорость нарастания прямого тока (di/dt)cr и методы защиты

Параметр (di/dt)cr, приводимый в технических спецификациях тиристоров, определяет предельно допустимую скорость включения, не приводящую к повреждению полупровод­никового элемента. Тиристоры с различной структурой затвора (угловой, центральный, усиливающий затвор) имеют различные допустимые значения (di/dt)cr. Таблица 1 иллюстрирует зависимость этого параметра от условий эксплуатации. Например, стойкость к di/dt ухудшается по мере роста Tvj или VD и улучшается с увеличением IG, diG/dt и tp.

Таблица 1. Зависимость di/dt от температуры кристалла Tvj, рабочего напряжения VD, прямого тока IT, частоты сети f, а также амплитуды IG, скорости нарастания diG/dt и длительности импульса tp тока управления

Параметр

Tvj

VD

IT

f

IG

diG/dt

tp

di/dt

В спецификациях SEMIKRON значение (di/dt)cr дается для частоты 50/60 Гц, амплитуды тока IT, в три раза превышающей значение IT(AV) для полуволны синусоиды, температуры корпуса +85 °C, импульсного тока затвора IG = 5IGT при diG/dt 1 А/мкс и длительности импульса tp ≥ 10 мкс. Несмотря на большие распределенные индуктивности в сетевых линиях, при включении тиристора могут наблюдаться крутые фронты тока, например из-за коммутации емкостных цепей. В таких случаях необходимо ограничивать diT/dt путем использования последовательной индуктивности LR (рис. 5):

Формула

где VV — напряжение питания (RMS, межфазное).

Ток разряда параллельной снабберной цепи при включении тиристора, схема тестирования

Рис. 5. Ток разряда параллельной снабберной цепи при включении тиристора, схема тестирования

Установка LR уменьшает плотность тока в пусковой зоне тиристора во время его включения. Даже если дроссель насыщается, высокая скорость нарастания тока будет наблюдаться только после момента времени tSt, когда большая площадь тиристора уже участвует в процессе проводимости.

Наличие низкоиндуктивного снаббера С параллельно тиристору создает дополнительную нагрузку при включении (diT/dt) из-за разряда конденсатора (рис. 5). Для тиристоров SEMIKRON максимальное значение тока разряда не должно превышать 50 A, он ограничивается с помощью последовательного резистора R.

Характеристики управления тиристора

В таблице 2 приведены справочные характеристики управления тиристорного модуля SEMIPACK SKKT 106, нормируемые при подаче запускающих импульсов постоянного тока. При этом следует учитывать, что потери на управление затвором должны находиться в пределах, ограниченных кривыми на рис. 7.

Таблица 2. Данные спецификаций, необходимые для проектирования цепи управления, выделены синим цветом

Параметр

Характеристика

Условия

Значение

Примечания

IH, мА

Ток удержания

Tvj = +25 °C

150/250 Тип./макс.

VD = 6 В, активная нагрузка

IL, мА

Ток срабатывания

Tvj = +25 °C; RG = 33 Ом

300/600 Тип./макс.

VD = 6 В, активная нагрузка, tp = 10 мкс (меандр),
IG = 5IGT, RG = 33 Ом

VGT, В

Напряжение срабатывания затвора

Tvj = +25 °C; DC

Мин. 3

VD = 6 В, активная нагрузка, tp = 100 мкс (меандр), IG = 5IGT, RG = 33 Ом

IGT, мА

Ток срабатывания затвора

Мин. 150

VGD, В

Максимальное «незапускающее» напряжение затвора

Tvj = +130 °C; DC

Макс. 0,25

IGD, мА

Максимальный «незапускающий» ток затвора

Макс. 6

Параметр IL представляет собой наименьший анодный ток, при котором тиристор остается во включенном состоянии в конце пускового импульса и после его окончания. Выключение происходит, когда анодный ток падает ниже порога удержания IH. Величины VGT и IGT — это минимальные значения тока и напряжения управления, необходимые для гарантированного включения при ширине пускового импульса 100 мкс. При уменьшении длительности tp значение IGT увеличивается, например в 1,4–2 раза (рис. 6).

Зависимость пускового тока IGT от длительности импульса управления tp для тиристорного модуля 250A SEMIPACK

Рис. 6. Зависимость пускового тока IGT от длительности импульса управления tp для тиристорного модуля 250A SEMIPACK

Если ток или напряжение на затворе ниже чем, соответственно, IGD или VGD, то полупроводниковый прибор гарантированно не сработает. При VD> 100 В значение IGD уменьшается до 30% с ростом напряжения. Таблица 3 иллюстрирует зависимость этих характеристик от параметров цепи и условий эксплуатации. Например, IH падает по мере увеличения TVj; VD возрастает, а IGT уменьшается с увеличением TVj, IG и diG/dt.

Таблица 3. Зависимость пусковых параметров IH, IL, VGT, IGT, VGD и IGD от температуры кристалла Tvj, рабочего напряжения VD, прямого тока IT, сетевой частоты f, амплитуды тока IG, скорости нарастания diG/dt и длительности пускового импульса tp

Параметр

Tvj

VD

IG

diG/dt

tp

IH

IL

VGT

IGT

VGD

IGD

В технических спецификациях упоминаются значения времени задержки tgd и времени нарастания сигнала управления tgr. Эти параметры определяют интервалы от подачи пускового тока до начала спада прямого напряжения VD на тиристоре (tgd) или от начала до конца спада (tgr) соответственно. Информация по этому вопросу есть в [2], раздел 3.2.5. Полное время включения tgt = tgd + tgr зависит от типа тиристора и, как правило, находится в диапазоне 3–6 мкс.

Пусковые параметры затвора, приводимые в спецификациях SEMIKRON, описывают возможные диапазоны отклонения диодной характеристики «затвор-катод» VG = f (IG) (рис. 7). Там же представлены температурно-зависимые диапазоны срабатывания и кривые максимальных потерь мощности управления PGM для различных длительностей импульсов. Технические спецификации SEMIKRON, как и большинства других производителей, не определяют максимальные потери управления для продолжительного DC-режима. В нашем случае значение PG должно быть меньше 10 Вт.

Зависимость напряжения VG от тока затвора IG (диапазон изменения) с границами возможных режимов управления (BMZ) и безопасных режимов управления (BSZ) при различных температурах кристалла Tvj; предельные значения потерь управления PG(tp) и примерные характеристики схемы управления (20 В; 20 Ом)

Рис. 7. Зависимость напряжения VG от тока затвора IG (диапазон изменения) с границами возможных режимов управления (BMZ) и безопасных режимов управления (BSZ) при различных температурах кристалла Tvj; предельные значения потерь управления PG(tp) и примерные характеристики схемы управления (20 В; 20 Ом)

Пусковой ток IGT и напряжение VGT при Tvj = +25 °C, а также наибольший «незапускающий» ток IGD и «незапускающее» напряжение VGD отмечены на диаграмме при максимально допустимой температуре кристалла Tvjmax. Также на рисунке показана область возможных пусковых режимов (BMZ) и безопасных пусковых режимов (BSZ) при Tvj = –40 °С, +25 °C и Tvjmax. Величина IGT снижается с ростом температуры, что приводит к расширению BSZ в сторону меньших токов затвора при увеличении Tvj.

Вольт-амперная характеристика схемы управления должна обеспечивать режимы, при которых импульсный ток и напряжение на затворе находятся в безопасных границах (BSZ) во всем диапазоне рабочих температур. Недопустимо превышение лимитов пиковых потерь мощности PG(tp), указанных на рисунке для импульсов 100, 500 мкс и 8 мс. Для примера рисунок содержит характеристики цепи запуска с напряжением 20 В (разомкнутая цепь) и внутренним сопротивлением 20 Ом. Необходимо исключить работу в пределах BMZ для формируемых схемой пусковых токов, а также остаточных токов или токов помех, которые могут привести к ложному срабатыванию.

Требования к пусковым импульсам

Хотя длительность импульса управления 10 мкс достаточна для запуска тиристора в лабораторных условиях при активной нагрузке, реальные требования на практике могут быть значительно жестче. Форму, амплитуду и длительность импульсов тока затвора следует адаптировать для условий эксплуатации, при этом следует учитывать:

  • специфические характеристики управления в технических спецификациях (VGD, VGT, IGD, IGT, PGM(tp), tgd, tr);
  • диапазон рабочих температур, поскольку IGT увеличивается при низких температурах;
  • изменение тока нагрузки (достижение IL, возможное падение тока ниже IH).

Величина (di/dt)cr и пусковые характеристики, рассмотренные выше, подтверждаются тестами, проводимыми в соответствии с рис. 8. Эффект от использования коротких пусковых импульсов показан на рис. 6 и в таблице 3.

Рекомендованный вид пускового импульса, используемого для проверки тиристоров SEMIKRON, типовой характер изменения тока нагрузки при работе на индуктивность и наличии снабберной цепи

Рис. 8. Рекомендованный вид пускового импульса, используемого для проверки тиристоров SEMIKRON, типовой характер изменения тока нагрузки при работе на индуктивность и наличии снабберной цепи

Поскольку формировать мощные и продолжительные пусковые импульсы достаточно сложно, на практике часто используются различные компромиссные решения. В общем случае импульс тока управления должен быть достаточно большим (≈ 5IGT) или длинным (≥ 20 мкс). Для надежного запуска необходим крутой фронт (≥ 1А/мкс) и длительность, соответствующая достижению тока срабатывания IL. Чем больше энергия импульса тока включения затвора, тем меньше значения IGT и IL и выше стойкость к di/dt.

У выпрямителей с реверсом напряжения и АС регуляторов с индуктивной нагрузкой каждый тиристор не может включиться до тех пор, пока мгновенное значение напряжения питания выше, чем обратное напряжение.

Для того чтобы обеспечить безопасный режим коммутации сигнала частотой 50 Гц, необходимы импульсы длительностью до 10 мс. В управляемых шестипульсных мостовых выпрямителях (B6C), а также при пропускании непрерывного тока тиристоры работают с углом проводимости 120°. В режиме прерывистого тока или непрямой коммутации через антипараллельный диод каждый выпрямительный блок делится на две части с углом проводимости 60°. В этом случае цепь запуска должна формировать двойные импульсы, сдвинутые на 60°, что проиллюстрировано на рис. 9, где также показаны токи в фазной линии L1 и тиристоре V4 (моделирование).

Эпюры токов в управляемом мостовом выпрямителе (схема B6) с непрерывным выходным током (пример моделирования для V4)

Рис. 9. Эпюры токов в управляемом мостовом выпрямителе (схема B6) с непрерывным выходным током (пример моделирования для V4)

 

Схемы управления

Схема управления тиристором должна формировать импульсы тока, отвечающие требованиям, описанным выше, при всех условиях эксплуатации. Это подразумевает необходимость синхронизации с сетью, чтобы исключить генерацию импульсов в третьем квадранте в состоянии обратной блокировки. Интервалы времени, когда импульсы на затворе следует подавлять, можно определить, например, путем анализа полярности напряжения «анод-катод» тиристора.

Поскольку ключи в силовом выпрямителе имеют разные потенциалы, выходы контрольных цепей должны быть изолированы между собой. Для этого чаще всего используются импульсные трансформаторы, способные передавать пусковые сигналы необходимой мощности. Также применяются оптопары, однако мощность управления на катодном потенциале тиристора в этом случае должна обеспечиваться отдельным источником питания или трансформироваться из анодного напряжения.

Переходные процессы в силовых цепях могут влиять на схему запуска из-за индуктивных или емкостных связей, а также непосредственно наводить помехи в цепях управления тиристора и вызывать ложное срабатывание. Типовым способом решения проблемы является подключение сигнальных выводов короткими витыми провод­никами, установка сопротивления Rx (22–220 Ом) между затвором и катодом, а также использование заземленного экрана между первичной и вторичной обмоткой импульсного трансформатора для шунтирования емкостных токов.

Схемы управления с импульсным трансформатором

На рис. 10 показаны типовые схемы запуска тиристоров с импульсным трансформатором.

Схемы управления с импульсным трансформатором

Рис. 10. Схемы управления с импульсным трансформатором:
а) один тиристор;
б) два тиристора в фазной стойке выпрямителя

Первичное напряжение VCC и коэффициент трансформации следует выбирать таким образом, чтобы ток затвора был достаточен для надежного запуска тиристора во всех режимах, например при динамическом опрокидывании и при наличии отрицательной обратной связи во время коммутации анодного тока ([2], разделы 2.2.2.4 и 3.2.5.2). Напомним, что опрокидыванием принято называть аварийный процесс нарастания тока, связанный с нарушением правильной коммутации тока с одного тиристора на другой.

Быстрый диод D предотвращает протекание отрицательного тока во время цикла коммутации вторичного напряжения трансформатора и при динамическом опрокидывании. RC-цепочка (RGK, CGK) предназначена для фильтрации помех в цепи управления. Номинал емкости CGK (10–47 нФ) выбирают с учетом постоянной времени разряда t = RGK × CGK ≈ 10–20 мкс (RGK ≈ 220–2200 Ом). Потери мощности PR резистора RGK при максимальном угле управления на полупериоде сетевой частоты:

Формула

Таким образом, при VGK = 5 В, предельных номиналах цепи (макс. CGK = 47 нФ, мин. RGK = 220 Ом) и Т ≈ 10 мкс рассеяние на резисторе около 60 мВт. При Т ≈ 22 мкс (CGK = 10 нФ, RGK = 2200 Ом) PR ≈ 6 мВт. Суммарные потери PR при разряде CGK:

Формула

Данное значение следует учитывать при подаче на затвор тиристора пачки импульсов (рис. 12). При VGK = 5 В, CGK = 47 нФ и Trep = 20 мкс эта составляющая потерь будет около 150 мВт, при CGK = 10 нФ — около 31 мВт.

Импульсным трансформатором можно управлять с помощью прямого или обратно­ходового конвертера. На рис. 11 показана схема такого преобразователя и эпюры импульса управления. Когда после открывания транзистора в трансформаторе накапливается достаточно энергии, MOSFET на некоторое время выключается. Скорость и характер нарастания пускового импульса определяются первичным напряжением и распределенной индуктивностью трансформатора.

Ток и напряжение на затворе

Рис. 11. Ток и напряжение на затворе [3]:
а) временное разрешение 20 мкс/дел.;
б) временное разрешение 5 мкс/дел.;
в) схема измерения

Для управления тиристорами с помощью миниатюрных и недорогих пусковых трансформаторов чаще всего используется последовательность импульсов, показанная на рис. 12. На рисунке виден начальный токовый пик длительностью 10 мкс, переходящий в сигнал с постоянной амплитудой, после чего идет несколько прямоугольных импульсов с частотой 5–40 кГц. При использовании обратноходового конвертера эта последовательность легко контролируется путем токового регулирования. Также для формирования пусковой пачки можно применить ждущий мультивибратор или микроконтроллер.

Управление с помощью последовательности токовых импульсов

Рис. 12. Управление с помощью последовательности токовых импульсов

Подробная информация о функционировании и выборе токовых трансформаторов приведена в [2], раздел 4.3. В технических спецификациях они характеризуются следующими параметрами [4, 5]:

  • количество обмоток, коэффициент трансформации (1:1, 2:1, 2:1:1);
  • пусковой ток Iign: пиковое значение первичного тока, при котором падение напряжения на сопротивлении обмотки все еще незначительно, например < 1 В;
  • номинальное напряжение Vnom: эффективное напряжение (RMS) на вторичной обмотке, при котором нормируются изоляционные зазоры (380, 500, 750 В, 1 кВ);
  • испытательное напряжение Vp при проверке изоляции согласно Vnom;
  • временной интеграл V0t: напряжение, наводимое во вторичной обмотке

Формула

уменьшается после нарастания тока прямо­угольного импульса на первичной обмотке в течение времени tp, обратно пропорционального V0. Поскольку амплитуда импульса напряжения на вторичной обмотке зависит от характеристик затвора и последовательного сопротивления в цепи, V0t трансформатора определяет ширину одного пускового импульса (минимальный сигнал на вторичной обмотке без нагрузки до насыщения). Типовое значение находится в диапазоне между 180 В/мкс и 5 кВ/мкс;

  • время нарастания tr: время нарастания вторичного тока при заданном сопротивлении нагрузки RL, как правило, 10–90% от максимального значения IM. Величина tr пропорциональна постоянной времени цепи, образованной паразитной индуктивностью Lsp + Lss и сопротивлением нагрузки R (сумма всех сопротивлений в цепи затвора);
  • первичная индуктивность Lp: измеряется на частоте 1 кГц при разомкнутой вторичной обмотке, зависит от количества витков и проницаемости материала сердечника;
  • паразитная индуктивность Ls = Lsp + Lss: измеряется на вторичной обмотке на частоте 10 кГц при закороченной первичной обмотке; зависит от количества витков и конструкции трансформатора;
  • сопротивления обмотки: Rp (первичная) и Rs (вторичная);
  • емкость связи Cps между первичной и вторичной обмоткой: может вызвать ложное срабатывание тиристора при наличии всплесков напряжения на тиристоре и попадании помех в цепь управления через емкость Миллера. Для подавления этого эффекта экранирующие слои между первичной и вторичной обмотками должны быть заземлены.

Схемы управления с оптопарами

В некоторых случаях для изоляции пусковых сигналов затвора используются опто­пары. Поскольку при этом невозможно передать необходимую мощность управления, приходится применять дополнительный источник питания, привязанный к катодному потенциалу.

Рассмотрим пример полууправляемого моста (конфигурация B6HK), часто используемого для предварительного заряда конденсаторов звена постоянного тока. Для этой цели SEMIKRON предлагает драйвер SKHIT 01 [6], который удерживает тиристоры в заблокированном состоянии на время предзаряда конденсаторов DC-шины за счет шунтирования диодами D1–D3 (рис. 13). После того как процесса заряда окончен, SKHIT 01 непрерывно запускает тиристоры, находящиеся под прямым смещением, и подавляет пусковые сигналы, если они смещены в обратном направлении.

Предзаряд конденсаторов DC-шины через B6HK-мост, управляемый драйвером SKHIT 01, и схема запуска тиристора

Рис. 13. Предзаряд конденсаторов DC-шины через B6HK-мост, управляемый драйвером SKHIT 01, и схема запуска тиристора:
а) блок-схема драйвера;
б) схема силового каскада;
в) цепь запуска тиристора

Специалисты SEMIKRON не рекомендуют использовать простейшие решения, в которых мощность управления тиристором берется из силовой цепи, поскольку коммутация таких цепей сопровождается образованием непредсказуемых переходных процессов. Подобные схемы (рис. 14) можно встретить в AC-регуляторах мощности с коммутацией при нулевом токе (ZCC, zero-crossing control). На рис. 14a сигнал запуска формируется униполярным ключом [7]. На рис. 14б показано дальнейшее упрощение этой схемы с использованием оптосимистора для гальванической изоляции. Такой ключ, например IL421x от Vishay [8], может коммутироваться в обоих направлениях.

Нерекомендуемые схемы управления тиристорами от анодного потенциала

Рис. 14. Нерекомендуемые схемы управления тиристорами от анодного потенциала:
а) SRCSSR-схема [7];
б) упрощенная схема с оптосимистором

 

Защита от перенапряжения

При выборе диодов и тиристоров следует учитывать, что предельные справочные значения VDRM, VRRM, VDSM и VRSM определяются как пиковые уровни напряжения синусоидальной полуволны. Эти величины задаются для случая разомкнутого (неподключенного) вывода затвора. При постоянной DC-нагрузке производители рекомендуют, чтобы максимальные значения VD (DC) тиристоров или VR (DC) тиристоров и диодов не превышали 50% VDRM или VRRM.

Защита от перегрузки по напряжению силовых полупроводников, используемых в сетевых коммутируемых конвертерах, необходима для предотвращения их пробоя от внутренних и внешних перенапряжений. В зависимости от причины перегрузки опасная ситуация может возникнуть в AC- и DC-цепях, а также цепях, параллельных тиристорам и диодам.

Выбор диодов и тиристоров по повторяющемуся обратному напряжению

Уровень предельно возможной перегрузки по напряжению (максимальное напряжение сети + допуск + перенапряжение) не должен превышать максимально допустимых значений VRSM, VRRM, VDSM и VDRM (рис. 15). Соответствующие определения даны в стандарте IEC 60747-6 [2, 9].

Пример искаженной формы линейного напряжения, показаны уровни обратного рабочего напряжения VRWM, повторяющегося пикового обратного напряжения VRRM и неповторяющегося пикового обратного напряжения VRSM [9]

Рис. 15. Пример искаженной формы линейного напряжения, показаны уровни обратного рабочего напряжения VRWM, повторяющегося пикового обратного напряжения VRRM и неповторяющегося пикового обратного напряжения VRSM [9]

При работе на очень низких температурах необходимо учитывать, что величины блокирующих напряжений, приводимые в некоторых технических спецификациях, определены для диапазона температур +25 °C…Tvjmax. Из-за положительного температурного коэффициента они уменьшаются со снижением Tvj примерно на 0,11%/К. Обратный ток изменяется с ростом температуры Tvj с коэффициентом около 0,96(Tvjmax — Tvj), соответственно меняется и риск ложного срабатывания.

Ожидаемые уровни перенапряжений (с учетом действенных мер защиты от них) определяют не только прогнозируемый срок службы устройства (например, величину интенсивности отказов FIT в зависимости от космического излучения), но и запас, необходимый для выбора полупроводникового элемента. В условиях эксплуатационных перенапряжений тиристоры и диоды должны использоваться при напряжении питания VV, не превышающем пикового значения, деленного на коэффициент запаса К. Для промышленных низковольтных применений коэффициент К следует выбирать в диапазоне 1,5–2,5.

Формула

или соответственно VRRM/K.

Меньший коэффициент К применяется, если ожидаемый уровень перегрузки в основном известен, например когда выпрямитель подключен к шине постоянного тока с небольшой индуктивностью. Для преобразователей, работающих в низковольтных сетях с неизвестным уровнем перенапряжения, желательный коэффициент запаса 2–2,5.

В таблице 4 приведены конкретные рекомендации по выбору класса напряжения диодов и тиристоров.

Таблица 4. Рекомендуемые классы напряжения диодов и тиристоров в зависимости от параметров сети

Линейное входное напряжение VV, В

Подключение выпрямителя

Выходное напряжение Vdi0, B

Пиковое напряжение 2×VV, В

Рекомендуемое напряжение VDRM, VRRM, B

Коэффициент запаса К

125

Фаза-нейтраль (однофазный выпрямитель)

110

177

600

3,39

230

202

325

800

2,46

400

Фаза-фаза (трехфазный выпрямитель)

540

566

1400

2,47

500

675

707

1800

2,54

575

776

813

2000

2,46

600

810

848

2,36

660

891

933

2200

690

932

976

2,25

Внутренние перенапряжения и методы защиты

В отличие от внешних перегрузок, приходящих со стороны питающей сети, внутренние перенапряжения генерируются при отключении диодов и тиристоров. Их амплитуда и характер изменения зависят от импедансов коммутируемой цепи.

Выключение «сетевых» диодов и тиристоров

Диоды и тиристоры для сетевых применений имеют PIN-структуру, состоящую из сильно легированных p+— и n+-слоев и слабо легированного n-слоя, также называемого i-слоем (Intrinsic — внутренний). Его профиль легирования и ширина определяют максимальное блокирующее напряжение. При протекании прямого тока i-слой заполняется носителями заряда. Большинство из них должно рекомбинировать, чтобы иметь возможность противостоять обратному смещению при реверсе напряжения «анод-катод». Остаточные положительные носители заряда (дырки), имеющиеся в i-слое, препятствуют прекращению тока анода в точке перехода через ноль. В результате ток продолжает проходить в обратном направлении в течение короткого времени, что аналогично процессу обратного восстановления. Данный эффект также известен как «эффект хранения дырок» (HSE, Hole Storage Effect).

После пика восстановления с амплитудой:

Формула

идет крутой спад тока, создающий всплеск напряжения

Формула

на индуктивности Ls (рис. 16). Это внутреннее перенапряжение возникает каждый раз, когда диод или тиристор выключается, оно добавляется к внешним перенапряжениям, приходящим из питающей сети или цепи нагрузки.

Ток и напряжение при переходе V1 из проводящего в заблокированное состояние (коммутация от V1/V6 к V2/V6)

Рис. 16. Ток и напряжение при переходе V1 из проводящего в заблокированное состояние (коммутация от V1/V6 к V2/V6)

Снабберные цепи

Наиболее распространенным способом защиты тиристоров от внутренних перенапряжений и ограничения dv/dt является использование RC-снабберов, параллельных отдельным тиристорам или АС-ключам (рис. 17).

Снабберные цепи вместе с индуктивностями нагрузки формируют последовательный резонансный контур, трансформирующий всплески напряжения в задемпфированные колебания малой амплитуды. Таким образом, перенапряжение с высокой энергией, сконцентрированной на коротком периоде времени, преобразуется в маломощный, но более длительный процесс.

В неуправляемых (диодных) мостовых выпрямителях RC-элементы подключаются на DC-выход. При использовании диодов с запасом по номинальному току достаточна установка конденсаторов на выходе, как это и делается в большинстве случаев.

Нормирование снабберных цепей для тиристоров SEMIKRON

Параметры снабберной цепи зависят, кроме всего прочего, от тока iTM (iFM) перед выключением, скорости его изменения —diT/dt (–diF/dt), пикового обратного тока IRM, пикового обратного напряжения VRM и его отношения к величине VRRM прибора и (для тиристоров) критической скорости нарастания напряжения (dv/dt)cr. Таблица 5 содержит рекомендации SEMIKRON по проектированию устройств на основе тиристоров и тиристорных модулей для «обычных» условий эксплуатации, что подразумевает:

  • «коэффициент безопасности» по VRRM для максимального напряжения ≥2,2;
  • напряжение короткого замыкания сетевого трансформатора uK ≥5% или для сетевого дросселя с фазной индуктивностью L-напряжение короткого замыкания не менее 5% от напряжения питания VV, то есть:

Формула

Где VV — линейное напряжение сети (RMS); IV — фазный ток (RMS); f — частота сети.

Таблица 5. Рекомендуемые снабберные цепи для тиристоров SEMIKRON

Линейное входное напряжение VV, B

Параметры снаббера

Средний прямой ток IFAV, ITAV, A

≤25

≤100 и ≤250

≤500

>500

≤250

С, мкФ

0,22

0,47

Зависит от условий применения

R, Ом

68

33

PRmin*, Вт

6

10

25

≤400

С, мкФ

0,22

0,47

R, Ом

68

33

PRmin, Вт

6

10

25

≤500

С, мкФ

0,1

0,1

0,22

R, Ом

100

68

47

PRmin, Вт

10

10

25

≤690

С, мкФ

 

0,1

0,22

R, Ом

 

100

68

PRmin, Вт

 

10

50

Примечание. *PRmin — рекомендуемая номинальная мощность снабберного резистора.

При очень низком коэффициенте запаса или других отступлениях от вышеуказанных условий параметры снабберов могут быть изменены. Варианты приблизительных оценок даны в [2], раздел 4.4.2.1.

Предположим, что примерно половина энергии, образованной зарядом обратного восстановления Qrr, трансформируется в перенапряжение. Тогда ориентировочные значения емкости C и демпфирующего сопротивления R можно определить следующим образом:

Формула

где C — емкость снаббера, мкФ; R — сопротивление снаббера, Ом; VV — линейное напряжение (RMS), В; Qrr — заряд обратного восстановления, мкКл; LS — общая индуктивность цепи, мкГн; f — частота сети, Гц.

Как сказано выше, амплитуда тока тиристора не должна превысить 50 A при разряде C, поэтому в ряде случаев R следует увеличить за счет ослабления демпфирующего эффекта.

Потери мощности PR в резисторе R можно определить следующим образом:

Формула

  • k1 = 0 для диодов в неуправляемых мостах;
  • k1 = 2×10–6 для тиристоров в однопульсных и двухпульсных управляемых выпрямителях с подключением средней точки трансформатора, а также тиристоров и диодов в полууправляемых двухпульсных мостах;
  • k1 = 3×10–6 для тиристоров в управляемых трехпульсных и шестипульсных выпрямителях с подключением средней точки трансформатора, а также управляемых двухпульсных мостах и АС-контроллерах;
  • k1 = 4×10–6 для тиристоров и диодов в управляемых или полууправляемых 6-пульсных мостах.

Дальнейшие расчеты, а также информация в отношении модифицированных схем и комбинаций схем даны в [2], разделы 4.4.2.1–4.4.2.3. Поскольку в AC-контроллерах (W1C, W3C, W3C2) используется два антипараллельных тиристора на фазу, то можно применить общую RC-цепь (рис. 17б), которая ограничивает внутренние и внешние перенапряжения. При коммутации индуктивной нагрузки генерируются большие перепады напряжения (dv/dt), что может привести к ложным срабатываниям при фазных углах a > 0°. Снабберная цепь должна ограничивать их на уровне, не превышающем (dv/dt)cr для выключенного тиристора. Раздел 4.4.2.2 в [2] содержит приближенный метод оценки элементов снабберной цепи (C в мкФ и R в Ом), использующий следующие уравнения:

Формула

где VV — напряжение питания (фазное, RMS).

Снабберные цепи

Рис. 17. Снабберные цепи:
а) одиночный тиристор;
б) АС-ключ

Потери мощности PR (Вт) на резисторе R:

Формула

Защита от внешних перенапряжений

Причиной образования внешних перенапряжений может быть, например, коммутация элементов в питающей сети, работа автоматов защиты, выключателей света и т. д. В слаботочном диапазоне правильный выбор снабберных цепей позволяет обеспечить достаточную защиту от внешних перенапряжений. В устройствах большей мощности полезна установка дополнительных снабберов в AC-линии. На рис. 18 показано три варианта схем, которые также можно совмещать.

Защита АС-цепей мостовых выпрямителей

Рис. 18. Защита АС-цепей мостовых выпрямителей:
а) с помощью внешнего моста;
б) с помощью RC-цепи;
в) с помощью варисторов

Более подробная информация о функционировании и расчете АС снабберных цепей, других вариантах снабберов, а также об использовании лавинных диодов и варисторов для ограничения перенапряжений приведена в [2], разделы 4.4.2–4.4.4.

 

Защита диодов и тиристоров от перегрузки по току

Диоды и тиристоры не способны ограничивать или отключать токовую перегрузку в активном режиме. Резкое повышение температуры кристалла, связанное с ростом тока нагрузки, может привести к временной потере управляемости и блокирующей способности. Поэтому повторение перегрузки с определенными в спецификации параметрами допускается ограниченное число раз и с интервалом в несколько секунд.

В случае допустимой перегрузки прибор способен выдержать пиковый ток, определяемый импедансом и напряжением сети. В технических спецификациях приводятся графики, показывающие максимальные уровни токов IT(OV) или IF(OV) в аварийных режимах (например, короткое замыкание) в отношении к предельному значению ударного тока IFSM при различных блокирующих напряжениях (рис. 19).

Допустимые токи перегрузки IF(OV) (IT(OV) для тиристоров) в аварийном режиме по отношению к IFSM при различных значениях обратного напряжения VRRM

Рис. 19. Допустимые токи перегрузки IF(OV) (IT(OV) для тиристоров) в аварийном режиме по отношению к IFSM при различных значениях обратного напряжения VRRM

Кривая VRRM = 0 используется в случае, когда в схеме установлен предохранитель или другое аналогичное устройство. Значения, приведенные для t > 10 мс, действительны для синусоидальных импульсов тока длительностью 10 мс, повторяющихся с интервалом 20 мс.

Выбор средств защиты зависит от предполагаемого уровня токовой перегрузки. Защитное устройство в продолжительном режиме работы должно предотвращать перегрев кристаллов, связанный с превышением тока или наличием проблем с охлаждением. Если датчик тока или температуры индицирует состояние перегрузки (для тиристоров), то увеличивается фазовый угол или блокируются импульсы управления. Как альтернатива, прямой ток перегрузки может быть прерван автоматом защиты или другим прибором подобного назначения. Пороговые характеристики защитных устройств должны быть выбраны с учетом предельных перегрузок, определенных для кратковременных процессов, что необходимо для сохранения блокирующей способности тиристоров и диодов.

Кратковременная защита ограничивает перегрузку тиристоров или диодов в режиме КЗ на безопасном уровне во временном диапазоне длительностью до полуволны синуса. Как правило, для этой цели используются быстрые полупроводниковые предохранители, срабатывающие в течение нескольких миллисекунд и имеющие характеристику, показанную на рис. 20.

Токовый профиль при прерывании режима КЗ с помощью полупроводникового предохранителя

Рис. 20. Токовый профиль при прерывании режима КЗ с помощью полупроводникового предохранителя

Типовые схемы расположения полупроводниковых предохранителей в силовых выпрямителях приведены на рис. 21.

Расположение полупроводниковых предохранителей в мостовых выпрямителях

Рис. 21. Расположение полупроводниковых предохранителей в мостовых выпрямителях:
а) во входных цепях;
б) последовательно с диодами/тиристорами;
в) в АС-контроллерах

С учетом требований по стоимости и габаритам, а также необходимости в запасных частях в современных системах предохранители применяются только в диапазоне больших мощностей. Альтернативой является автомат защиты с термомагнитным пороговым устройством. В предельных случаях для нормирования предохранителя или автомата защиты следует использовать значение интеграла нагрузки i2dt, приводимое в технической спецификации полупроводникового прибора. Поскольку время отклика зависит от уровня перегрузки по току, не всегда удается обеспечить быструю и надежную защиту короткозамкнутой цепи с высоким импедансом.

При выборе средств защиты мощных цепей следует оценивать сложность реализации принятого решения. В ряде случаев очень сложно гарантированно «спасти» тиристоры или диоды и целесообразнее только ограничить тяжесть последствий. Подробные рекомендации по выбору полупроводниковых предохранителей приведены в [2], раздел 4.4.6.2.

Литература
  1. Wintrich А., Nicolai U., Tursky W., Reimann T. Application Manual Power Semiconductors.
  2. TGD1 Preliminary Data Sheet Single-Channel, High Power Thyristor Gate Driver
  3. Pulse Transformers IT series with single secondary winding, data sheet 2016 Schaffner Group.
  4. Pulse Transformers IT series with double secondary winding, data sheet 2016 Schaffner Group
  5. Thyristor driver for three phase half controlled bridge SKHIT 01 (R), data sheet
  6. Thyristor Theory and Design Considerations, Handbook, ON Semiconductors, HBD855/D, Rev. 1, Nov., 2006.
  7. IL4216/IL4217/IL4218 Optocoupler, Phototriac Output, High dV/dt, Very Low Input Current, data sheet 83630, Rev. 1.4., 09-Jan-08, Vishay Semiconductors.
  8. IEC 60747-6 Semiconductor devices. Part 6: Thyristors, Second Edition 2000-12.
  9. Vikas M., Singh B. K. RC Snubber Circuit Design for Thyristor using Turn-Off Model in Pspice // International Journal of Science and Research (IJSR), India Online. 2013. Vol. 2. Iss. 6.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *