1800 A/3,3 кВ IGBT-модуль с пазовой структурой затвора Advanced Trench HiGT и оптимизированной конструкцией

Введение

IGBT-модули на напряжение 3,3 кВ широко используются в тяговых преобразователях электротранспорта [1], преобразователях среднего и высокого уровней напряжений [2] с конфигурацией второго и третьего уровней, а также в узлах многоуровневых преобразователей. В перечисленных многоцелевых приложениях одним из стандартных размеров корпусов таких модулей является их исполнение с габаритами 140×190×38 мм (рис. 1), а самый высокий доступный на сегодняшний рабочий ток модуля составляет 1500 A. Таким образом, имеется потребность в разработке IGBT-модулей, имеющих более высокий выходной ток, но при этом сохраняющих совместимость с корпусами модулей указанного выше типоразмера, и, что еще особенно важно, необходимо снизить затраты на проведение таких опытно-конструкторских работ.

Рис. 1. Тенденция развития IGBT-модуля компании Hitachi с рабочим напряжением 3,3 кВ (слева) и внешний вид IGBT-модуля с габаритами 140×190 мм (справа)

Именно для удовлетворения имеющейся в настоящее время потребности со стороны самых различных приложений был разработан представленный новый IGBT-модуль с высоким номинальным рабочим током. Чтобы решить такую сложную задачу, важно было не только адаптировать к ней кремниевые чипы с низкими потерями, но и выполнить мероприятия по оптимизации корпуса модуля в целом в части улучшения его тепловых, механических и электрических характеристик. Ранее мы уже демонстрировали исполнение упомянутых выше кремниевых чипов с малыми потерями, что было достигнуто без ухудшения при этом их управляемости со стороны затвора [3–5].

Цель ОКР и выработка концепции конструкции

На рис. 1 представлена тенденция развития IGBT-модулей компании Hitachi, рассчитанных на рабочие напряжения 3,3 кВ, в части номинального рабочего тока, температуры перехода, а также типового значения V_ce(sat) (прим.перев.: V_ce(sat) — напряжение насыщения «коллектор–эмиттер»). Все указанное относится к уже традиционном типу продукции с максимальными токами в 1500 и 1000 A для типоразмеров корпусов 140×190×38 мм и 140×130×38 мм соответственно.

В ходе представляемой опытно-конструкторской работы специалисты стремились увеличить номинальный рабочий ток модуля на 20% от уже обычного максимального в 1500 A, т. е. достичь уровня номинального рабочего тока модуля в 1800 A. В таблице показаны поставленные цели и пути их реализации в рассматриваемом проекте.

Цель оптимизации тепловых характеристик

Для начала воспользуемся следующей формулой:

ΔT_j=P×R_th(j–ambient)=Const                   (1)

где ΔT_j — приращение температуры по отношению к температуре окружающей среды; P — мощность, рассеиваемая на модуле (мощность потерь); R_th (j–ambient) — тепловое сопротивление «переход–окружающая среда».

R_th (j–ambient) вычисляется по формуле:

R_th(j–ambient)=R_th(j–c)+R_th(c–hs)+R_th(hs-ambient),        (2)

где R_th(j–c) — тепловое сопротивление «переход–корпус» модуля; R_th(c–hs) — тепловое сопротивление «корпус–теплоотвод (радиатор)» модуля; R_th(hs–ambient) — тепловое сопротивление «корпус–окружающая среда» модуля.

Понятно, что если рассматривать вариант замены уже освоенного серийного изделия, которое примем за прототип, то в этом случае снижение таких составляющих формулы, как тепловые сопротивления R_th(c–hs) и R_th(hs–ambient), не будет иметь места. Таким образом, если мы установили, что целью оптимизации должно быть снижение более чем на 20% составляющей R_th(j–c), то при этом и мощность потерь P должна быть также уменьшена не менее чем на 20%. Концепция выбора таких целевых величин заключается в следующем. В первом приближении потери на переключение пропорциональны току коллектора I_C. По этой причине если ток I_C увеличится на 20%, то и потери на переключение, как ожидается, увеличатся на 20%.

Кроме того, есть такое правило, что кондуктивные потери, или потери проводимости, пропорциональны 3/2 от увеличения тока коллектора I_C. По этой причине потери на проводимость увеличиваются на 30%, если ток I_C будет увеличен на 20%. Таким образом, если это, конечно, возможно, то величину общего (суммарного) теплового сопротивления R_th(j–ambient) желательно уменьшить на 20–30%. Тем не менее уменьшение даже на 20% величины R_th(j–c) приводит к уменьшению теплового сопротивления R_th(j–ambient) приблизительно на 10%, если не больше. Поэтому было решено сократить на 20% потери мощности (P), чтобы уменьшить величину ΔT_j.

Кроме того, чтобы сохранить на прежнем уровне имеющуюся температуру терминалов (выводов модуля, клемм), необходимо уменьшить их собственное сопротивление не менее чем на 44%.

Цель оптимизации электрических характеристик

Снижение паразитной индуктивности

Отправной точкой для рассмотрения этого вопроса является следующее. Для подавления выбросов напряжения, по аналогии с освоенным прототипом, имеем:

где ΔV_CE — приращение напряжения коллектор-эмиттер под действием паразитной индуктивности; L_S — паразитная индуктивность; I_c — ток коллектора; dI_c/dt — скорость его нарастания.

Паразитная индуктивность L_S, в свою очередь, равна:

L_s=2×L_s(IGBT)+L_s(Busbar)+L_s(Capacitor),             (4)

где L_S (IGBT) — паразитная индуктивность IGBT; L_S (Busbar) — паразитная индуктивность шины; L_S (Capacitor) — паразитная индуктивность конденсатора.

В оптимизированной системе паразитные индуктивности L_s(Busbar) и L_s(Capacitor) остаются практически теми же самыми. Так что в случае замены прототипа на его модернизированную версию это не приведет к уменьшению паразитных индуктивностей L_s(Busbar) и L_s(Capacitor). Таким образом, мы установили, что целью может быть только лишь сокращение более чем на 40% величины паразитной индуктивности непосредственно самого IGBT, т. е. L_s(IGBT).

Совместимость по управлению затвором

Кроме того, очень важно учитывать требование совместимости по управлению затвором. Это необходимо для того, чтобы была возможность легко заменить уже имеющиеся модули. Потери мощности P_G схемы драйвера затвора могут быть рассчитаны путем рассмотрения влияния электрических характеристик, определяющих заряд емкости затвора. Они представлены следующим уравнением:

P_G={|V_GP|+|V_GN|}×Q_G× Q_G,               (5)

где: P_G — потери мощности на затворе; |V_GP| — модуль напряжения включения на затворе; |V_GN| — модуль напряжения запирания на затвор; Q_G — заряд затвора; Q_G — частота коммутации.

Таким образом, необходимый заряд затвора Q_G должен быть или аналогичным, или меньше, чем у прототипа.

Электрическая стойкость(области безопасной работы)

Параметрами, описывающими электрическую устойчивость, необходимыми для оценки IGBT, являются: RBSOA (область безопасной работы в выключенном состоянии c обратным смещением), RRSOA (область безопасной работы обратного диода), SCSOA (область безопасной работы при коротком замыкании), а также выброс тока включения. Устойчивость к броскам тока представлена значением I²t, приведенным в спецификации. Для реализации задачи повышения номинального тока модуля на 20% устанавливаем требования следующим образом: области безопасной работы RBSOA и RRSOA увеличиваем не менее чем на 20%, область SCSOA оставляем той же, значение тока I²t увеличиваем не менее чем на 44% при температуре перехода T_j = +150 °C.

Конструкция корпуса

С точки зрения обеспечения совместимости, размеры корпуса нового модуля остаются такими же, как и у прототипа.

Уменьшение потерь путем использования технологии Advanced Trench HiGT в модуле на рабочее напряжение 3,3 кВ

В новом IGBT-модуле применена новая пазовая структура затвора (Advanced Trench HiGT [4–5]) с глубоким плавающим р-слоем. Это необходимо для того, чтобы путем некоторого компромисса реализовать необходимое улучшение характеристики напряжения насыщения V_ce(sat) в зависимости от потерь энергии при выключении E_off. Толщина объемного слоя n-типа и структуры подложки выполнены и оптимизированы для обеспечения мягкой коммутации и уменьшения выброса напряжения на коллекторе V_ce при выключении. Развитая структура паза типа HiGT показана на рис. 2 в сравнении с взятым за основу серийным прототипом IGBT. Структуры с плавающим р-слоем отделены от пазов затвора. Такая структура затвора может уменьшить V_GE перерегулирование IGBT-модуля при включении, и в то же время ток I_rp диода, защищающего модуль от обратного напряжения, уменьшается.

Рис. 2. Структура узла ячейки IGBT

Улучшение, достигнутое в виде компромисса, зависимости V_ce(sat) от E_off и компромиссного решения в части зависимости V_F от E_on+E_rr (потери энергии на переключение и включение) для нового IGBT-модуля, показаны на рис. 3.

Рис. 3. Достигнутый компромисс по отношению к прототипу

Переработка чипа для оптимизации тепловых и электрических характеристик

С целью оптимизации теплового сопротивления предлагается перестроить внутреннюю структуру чипа. При этом области диодов увеличиваются и диспергируются (рассредоточиваются) в целях более эффективного распространения тепла. Увеличение области диодов также необходимо для большей устойчивости к воздействию бросков (импульсов) тока [7]. Были разработаны три модели компоновки, которые были оценены с точки зрения уменьшения дисбаланса температуры перехода и паразитной индуктивности. Преимущества и недостатки каждого варианта показаны на рис. 4.

Рис. 4. Сравнение распределения температур

Расположение в линию, из-за легкости выравнивания длин проводов, является лучшим с электрической точки зрения в части удобства подключения. Но при таком расположении так называемая «горячая точка» (место наибольшего нагрева) будет образовываться благодаря тепловой интерференции (взаимному нагреву). С другой стороны, шахматное расположение является лучшим с тепловой точки зрения из-за подавления тепловой интерференции, но в этом случае трудно подавить дисбаланс паразитной индуктивности и уменьшить его путем асимметричной структуры. В качестве компромисса выбрано псевдошахматное расположение.

На рис. 5 показано сравнение по несбалансированности паразитной индуктивности и дисбалансу токов. Распределение тока в псевдошахматном порядке остается на таком же уровне, что и у прототипа. В результате без ухудшения электрических характеристик достигается уменьшение теплового сопротивления на 20%.

Изменение конструкции терминалов для снижения их паразитной индуктивности и собственного сопротивления

Конструкция терминалов (выводов модуля) оптимизирована с целью уменьшения их паразитной индуктивности и сопротивления. На рис. 6 представлено сравнение конструкции основного терминала [8]. Терминалы эмиттера и коллектора нового IGBT-модуля теперь расположены близко друг к другу, как параллельные пластины. Кроме того, чтобы свести к минимуму его собственное сопротивление, площадь поперечного сечения терминала увеличивается, а длина терминала уменьшается.

Рис. 6. Сравнение структуры основного терминала (моделирование паразитной индуктивности):
а) прототип;
б) новый IGBT-модуль

Чтобы обеспечить высокую надежность при протекании больших токов, подключение внутренних соединений осуществляется методом ультразвуковой сварки. Структура со снятием внутренних напряжений предназначена для снижения механической нагрузки на точки подключения терминалов к подложке и полупроводниковому переходу, на которые воздействует циклический тепловой удар. Кроме того, специально регулируется дисбаланс индуктивности, чтобы подавить токовый дисбаланс между подложками.

В результате достигнуто уменьшение собственного сопротивления терминала и снижение его паразитной индуктивности соответственно на 40 и 45%. Причем, при том же увеличении температуры терминала, ток через него теперь может быть увеличен на 15% по сравнению с прототипами (рис. 7).

Рис. 7. Результат измерения температуры терминала нового IGBT-модуля:
a) изображение распределения температуры терминала на экране тепловизора;
б) сравнение по температуре терминалов

Электрические характеристики

Характеристики заряда емкости затвора

Характеристика заряда емкости затвора новых IGBT-модулей соответствует обычной (рис. 8). Таким образом, новые IGBT-модули могут легко заменить имеющиеся в настоящее время.

Рис. 8. Характеристики заряда затвора:
а) прототип;
б) новый IGBT

Электрическая стойкость (области безопасной работы)

На рис. 9 показана форма волны RBSOA и RRSOA, на рис. 10 — форма волны SCSOA и I²t. Согласно этим результатам, поставленные цели в части электрической прочности достигнуты.

Рис. 9. RBSOA (слева), RRSOA (справа)

Рис. 10. SCSOA (слева), устойчивость к импульсу тока (справа)

Максимальный ток фазы

Максимальный среднеквадратичный ток фазы вычислен и показан на рис. 11. При достижении заявленных целей, указанных в таблице, достигается увеличение выходного тока на 20%.

Рис. 11. Расчет максимального среднеквадратичного тока фазы от частоты

Заключение

Был разработан 1800 A/3,3 кВ IGBT-модуль с самым высоким номинальным током, который на 20% больше по сравнению с обычными модулями. Он может быть использован для замены обычных продуктов без модификации радиаторов, конденсаторов, шин подключения и драйверов затвора. В результате проделанной работы достигнуто 20%-ное увеличение выходного тока.