Влияние индуктивности звена постоянного тока на динамические характеристики и потери мощности инвертора

№ 3’2021
PDF версия
Разработка топологии звена постоянного тока в преобразователях большой мощности — один из наиболее важных и сложных этапов проектирования. Высокие значения скоростей изменения сигнала di/dt, dv/dt, возникающие при переключении силовых модулей, приводят к появлению переходных перенапряжений, шумов и помех. Для борьбы с этим в мощных импульсных преобразователях необходимо обеспечивать минимальное значение распределенных индуктивностей силовых линий связи. Основным способом решения данной проблемы является использование ламинированных планарных шин.

Введение

Значения энергии потерь Eon/Eoff IGBT и Err оппозитного диода (FWD), указываемые в технических спецификациях, измеряются при определенных условиях. В дополнение к таким параметрам, как напряжение DC-шины, ток нагрузки, температура кристаллов, сопротивление затвора и напряжение затвор-эмиттер, потери во многом зависят от паразитной индуктивности контура коммутации. На упрощенной эквивалентной схеме (рис. 1) в виде центрированных элементов показаны три основных паразитных компонента силового контура.

Определение величины Ls

Рис. 1. Определение величины Ls

Полумостовой модуль IGBT имеет внутреннюю индуктивность LCE. Суммарная индуктивность звена постоянного тока Ls определяется распределенными параметрами DC-конденсаторов (LCap) и DC-шины (LBusbar). Обе величины зависят от типа и количества емкостей, соединенных последовательно-параллельно, а также от конструкции DC-шины, что неизбежно приводит к разнице в определении величины Ls, используемой при расчетах специалистами SEMIKRON и заказчиками. Цель данного руководства состоит в том, чтобы проиллюстрировать влияние суммарной индуктивности звена постоянного тока Ls на потери мощности и характеристики переключения. Кроме того, представлены меры по снижению уровня коммутационных перенапряжений при использовании стандартных полумостовых модулей в двухуровневом и трехуровневом инверторе с топологией NPC.

 

Тестируемый модуль и схема проверки

Как показано на рис. 2, тестируемое устройство — стандартный полумостовой IGBT-модуль (Trench 4) SEMiX603GB12E4p с номинальным током 600 А, относящийся к семейству SEMiX3p [2]. Звено постоянного тока тестовой установки состоит из 12 параллельных конденсаторов (EPCOS 420uF B2520-B1227-A101), соединенных с IGBT ламинированной DC-шиной. Распределенная индуктивность звена постоянного тока Ls растет с увеличением расстояния между конденсаторами и силовым модулем. В статье анализируются характеристики переключения и динамические потери при Ls, равном 35, 60 и 85 нГн.

Тестируемый модуль и испытательная установка

Рис. 2. Тестируемый модуль и испытательная установка

Исследования, проведенные при высокой величине паразитной индуктивности (Ls = 85 нГн), нужны в основном для иллюстрации проблемы коммутационных перенапряжений в трехуровневых инверторах со стандартными полумостовыми модулями. Полученные результаты могут быть использованы и в других токовых диапазонах с учетом полученного удельного значения индуктивности (нГн/А). Можно предположить, что величина Ls = 60 нГн для модуля с номинальным током 600 А будет сопоставима с индуктивностью 120 нГн для 300-А модуля.

 

Влияние Ls на динамические характеристики и потери мощности

На рис. 3 показаны параметры, зависимость которых от Ls обсуждается в настоящем руководстве.

Параметры, зависящие от индуктивности DC-шины Ls

Рис. 3. Параметры, зависящие от индуктивности DC-шины Ls

 

Влияние Ls на потери мощности

Влияние Ls на потери включения IGBT (Eon)

На рис. 4 продемонстрировано влияние Ls на потери включения IGBT (Eon). С увеличением индуктивности растет напряжение Vce (речь идет об индуктивной составляющей падения напряжения). Чем больше величина Ls, тем ниже скорость коммутации тока di/dt, что видно по эпюре тока включения Ic. Наложение кривых VCE и Ic определяет потери включения Eon для трех значений индуктивности DC-шины. При увеличении сопротивления RGon разница в потерях включения, связанная с Ls, остается почти постоянной. Различия уменьшаются только при низких токах, поскольку величина индуктивного падения напряжения становится все менее ощутимой. При Vdc = 600 В, Ic = 600 А, Rg = 2 Ом, Tj = +150 °С энергия Eon падает на 25% при изменении Ls диапазоне 35–85 нГн.

Влияние Ls на потери включения Eon

Рис. 4. Влияние Ls на потери включения Eon

Влияние Ls на потери выключения IGBT (Eoff)

На рис. 5 показано влияние распределенной индуктивности на потери выключения IGBT (Eoff): с ростом Ls повышается уровень перенапряжения на IGBT. По этой причине, а также из-за уменьшения di/dt коммутационные потери растут вместе с индуктивностью DC-шины. При увеличении RGoff разница в Eoff остается практически постоянной, различия проявляются только на малых сопротивлениях затвора. При Vdc = 600 В, Ic = 600 А, Rg = 2 Ом, Tj = +150 °С энергия Eoff возрастает на 14% при изменении Ls в диапазоне 35–85 нГн.

Влияние Ls на потери выключения Eoff

Рис. 5. Влияние Ls на потери выключения Eoff

Влияние Ls на суммарные динамические потери IGBT (Esw)

На рис. 6 показаны относительные значения Eon, Eoff, зависящие от индуктивности звена постоянного тока Ls, и суммарная энергия потерь Esw. Референтная величина Esw измерена при Ls = 35 нГн. При VDC = 600 В, Ic = 600 А, Rg = 2 Ом, Tj = +150 °С энергия Esw снижается на 10% при изменении Ls в диапазоне 35–85 нГн.

Влияние Ls на суммарные динамические потери Esw

Рис. 6. Влияние Ls на суммарные динамические потери Esw

Влияние Ls на потери выключения диода FWD (Err)

На рис. 7 показано влияние Ls на потери восстановления диода Err. С увеличением индуктивности изменяется характер нарастания напряжения на диоде, уменьшается di/dt и растут потери. При повышении RGon разница в Err остается практически постоянной, различия проявляются только на малых сопротивлениях затвора. При Vdc = 600 В, Ic = 600 А, Rg = 2 Ом, Tj = +150 °С величина Err возрастает на 14% при изменении Ls в диапазоне 35–85 нГн.

Влияние Ls на потери выключения диода Err

Рис. 7. Влияние Ls на потери выключения диода Err

Влияние Ls на уровень коммутационных перенапряжений IGBT

На рис. 8 видно, как распределенная индуктивность Ls влияет на уровень коммутационных перенапряжений при выключении IGBT. Все кривые синхронизированы между собой по сигналу затвор-эмиттер Vge. С увеличением индуктивности повышается амплитуда перенапряжений и паразитных осцилляций, наблюдаемых на эпюрах Vge, Vce и коммутируемого тока. Типичной для IGBT Trench 4 является сложная зависимость пика Vce_peak от RGoff: сначала он увеличивается с ростом сопротивления затвора, а затем снова уменьшается. При Vdc = 600 В, Ic = 400 А, Rg = 2 Ом, Tj = +25 °С при изменении Ls в диапазоне 35–85 нГн амплитуда всплеска удваивается (528 В против 260 В).

Влияние Ls на уровень перенапряжения при выключении IGBT

Рис. 8. Влияние Ls на уровень перенапряжения при выключении IGBT

Влияние Ls на уровень коммутационных перенапряжений на диоде

На рис. 9 показано влияние Ls на перенапряжение при выключении оппозитного диода (FWD). Все кривые синхронизированы между собой по сигналу затвор-эмиттер Vge. С увеличением индуктивности повышается уровень перенапряжений и паразитных осцилляций, наблюдаемых на эпюрах Vge, Vce и коммутируемого тока. При увеличении RGon свыше 4–6 Ом всплесков не наблюдается. Однако это сопровождается ростом потерь включения IGBT Eon (рис. 4). При Vdc = 600 В, Ic = 25 А, Rg = 2 Ом, Tj = +25 °С при изменении Ls в диапазоне 35–85 нГн наблюдается четырехкратное увеличение коммутационного пика по отношению к Vdc.

Влияние Ls на уровень перенапряжения при выключении FWD

Рис. 9. Влияние Ls на уровень перенапряжения при выключении FWD

Влияние Ls на времена задержки переключения

На рис. 10 и 11 можно наблюдать, как Ls влияет на время задержки включения td_on и выключения td_off. Все кривые синхронизированы между собой по сигналу затвор-эмиттер Vge. С увеличением индуктивности падает скорость коммутации тока di/dt, что приводит к незначительному изменению времени задержки. При Vdc = 600 В, Ic = 600 А, Rg = 2 Ом, Tj = +150 °С влиянием Ls в диапазоне 35–85 нГн на td_on и td_off можно пренебречь.

Влияние Ls на задержку включения td_on

Рис. 10. Влияние Ls на задержку включения td_on

Влияние Ls на задержку выключения td_off

Рис. 11. Влияние Ls на задержку выключения td_off

Влияние Ls на характеристики обратного восстановления диода

На рис. 12 показано влияние Ls на пиковое значение тока обратного восстановления диода Irrm. Все кривые синхронизированы между собой по сигналу затвор-эмиттер Vge. С увеличением индуктивности ток Irrm меняется незначительно, различия остаются неизменными и при более высоких номиналах резистора Rgon.

Влияние Ls на пиковое значение тока обратного восстановления Irrm

Рис. 12. Влияние Ls на пиковое значение тока обратного восстановления Irrm

 

Трехуровневая топология с применением стандартных полумостовых модулей

3L NPC-инвертор с модулями SEMiX 3p

Трехуровневые инверторы, как правило, используются в инверторах для ветроэнергетики, солнечной энергетики и источниках бесперебойного питания (UPS). На рис. 13 показана фазная стойка 3L NPC-инвертора, созданного с применением трех полумостовых модулей. Из-за особенностей расположения выводов стандартных IGBT шина для соединения цепей DC+/DC–/N и AC не может быть выполнена абсолютно планарной (плоскопараллельной). Это приводит к увеличению суммарной индуктивности звена постоянного тока, которая будет существенно превышать значение Lce, указанное в технической спецификации модуля.

Реализация трехуровневой схемы NPC с применением стандартных полумостовых модулей

Рис. 13. Реализация трехуровневой схемы NPC с применением стандартных полумостовых модулей

Контуры коммутации при коэффициенте мощности = 1

Контуры коммутации 3L-инвертора в течение одного периода выходного сигнала для коэффициента мощности 1 показаны на рис. 14. Фазовый угол между идеализированным выходным напряжением и током равен 0°. Для положительного и отрицательного выходного тока коммутация происходит только в полумостовом модуле, поэтому распределенная индуктивность имеет значение, близкое к указанному в технической спецификации. Уровень коммутационных всплесков здесь во многом зависит от точки пересечения нулевого уровня напряжения при быстром переключении цепи DC+/N на N/DC — или наоборот, когда задействованы все три модуля. Однако в течение периода выходной частоты происходит только один цикл коммутации, поэтому сопротивления затвора для T2/T3 могут быть выбраны большими и динамическими потерями здесь можно пренебречь.

Контуры коммутации при коэффициенте мощности PF = 1

Рис. 14. Контуры коммутации при коэффициенте мощности PF = 1

Контуры коммутации при коэффициенте мощности PF = -1

Контуры коммутации в течение одного периода выходного сигнала для коэффициента мощности = –1 показаны на рис. 15. Фазовый угол между идеализированным выходным напряжением и током равен 180°. Для положительного и отрицательного выходного тока переключение происходит во всех трех модулях, поэтому распределенная индуктивность оказывается значительно выше справочных значений, она может достигать 100 нГн и даже больше.

Контуры коммутации при коэффициенте мощности = –1

Рис. 15. Контуры коммутации при коэффициенте мощности = –1

На рис. 16 показаны уровни перенапряжения, которые могут возникнуть при выключении IGBT T2/T3 и диодов D1/4 в зависимости от индуктивности цепи коммутации (рис. 8, 9). Амплитуда всплеска на IGBT увеличивается с падением температуры и ростом тока отключения. В нашем примере на IGBT возникает перенапряжение 1128 В при отключении 400 A (Ls = 85 нГн). Для диода, наоборот, более критичны низкие токи и высокие температуры, перенапряжение на нем достигает 1106 В при 25 А (Ls = 85 нГн). В обоих случаях коммутационный всплеск настолько высок, что суммарное значение Vce лишь немного ниже максимального блокирующего напряжения 1200 В.

Перенапряжение на Т2/Т3 и D1/D4

Рис. 16. Перенапряжение на Т2/Т3 и D1/D4

На рис. 17 показаны характеристики отключения IGBT и диода в зависимости от сопротивления затвора, пунктирная кривая Vces получена при Ls = 100 нГн. Для того чтобы уровень перенапряжения не превысил блокирующую способность IGBT, следует увеличить Rgoff в соответствии с максимальным током отключения. В данном примере коммутационный всплеск выше допустимого блокирующего напряжения (1200 В) при индуктивности 100 нГн. Для достижения такого же уровня перенапряжения (860 В) при Ls = 100 нГн, как и при 35 нГн, требуется увеличить Rgoff с 2 Ом более чем до 10 Ом, если это вообще возможно, поскольку при этом будут расти и потери выключения (рис. 5).

Перенапряжение на Т2/Т3 и D1/D4

Рис. 17. Перенапряжение на Т2/Т3 и D1/D4

На рис. 9 видно, что максимальное перенапряжение на диоде происходит при токе около 25 А, что составляет всего 5% от номинального значения. Эта величина всегда наблюдается вблизи точки пересечения с нулевым значением, независимо от выходной мощности. Чтобы создать на диоде такое же перенапряжение при Ls = 100 нГн, как и при 35 нГн, Rgon пришлось бы увеличить с 2 до 5,5 Ом. Как видно на рис. 4, потери включения при этом почти удваиваются.

 

Особенности проектирования DC-шины

Минимальное значение распределенной индуктивности и большая плотность тока в сочетании с высоким напряжением изоляции — вот основные требования, предъявляемые к силовым шинам инвертора. Реальный проводник, имеющий конечную длину, характеризуется наличием паразитной индуктивности Ls, и при быстрой коммутации больших токов это приводит к возникновению перенапряжений. Например, при отключении IGBT напряжение на коллекторе возрастает на величину DV = Ls × diC/dt относительно потенциала шины питания VDC, где diC/dt — скорость спада тока коллектора. Суммарное значение VCE (VDC + DV) может превысить блокирующую способность транзистора, что приведет к его отказу.

Аналогичный процесс происходит при открывании IGBT — в этом случае перенапряжение вызывается скачком тока irr оппозитного диода (FWD), скорость изменения которого dirr/dt определяется характеристиками обратного восстановления. Вот почему очень важна согласованность динамических характеристик диодов, работающих в составе модулей IGBT, и самих транзисторов. Это позволяет уменьшить суммарные потери, снизить амплитуду коммутационных перенапряжений и уровень радиопомех, излучаемых силовым каскадом.

Существуют простые правила, соблюдение которых позволяет свести к минимуму распределенную индуктивность звена постоянного тока, оказывающую наибольшее влияние на уровень коммутационных перенапряжений и EMI [5]. Основная идея состоит в компенсации магнитных полей, создаваемых встречными токами, проходящими по (+)- и (–)-слоям DC-шины, что реализуется за счет планарного расположения проводников (рис. 18а). На практике паразитная индуктивность определяется площадью токовой петли в не-планарной части шины питания (рис. 18в). Пример оптимального дизайна звена постоянного тока для стандартных модулей IGBT 62 мм показан на рис. 19а. Такая конструкция является консольной, поэтому для повышения жесткости сборки приходится использовать дополнительное крепление конденсаторов. Эта проблема отсутствует при использовании силовых ключей семейства SEMiX (рис. 2), имеющих планарные терминалы по краям модуля. Как показано на рис. 19б, в этом случае DC-шина имеет простую плоскую конструкцию и крепится на одной несущей поверхности вместе с силовыми ключами. Отметим, что в 2021 году компания SEMIKRON выпустила на рынок модули SEMiX 7-го поколения, у которых кардинально снижен уровень статических потерь [4].

Удельная распределенная индуктивность (L/m)

Рис. 18. Удельная распределенная индуктивность (L/m):
а) при планарном;
б) копланарном расположении проводников. В первом случае величина Ls в 5–7 раз ниже, чем во втором; в) влияние площади токовой петли на величину паразитной индуктивности

Сборка трехфазного инвертора на модулях SEMITRANS (62 мм)

Рис. 19.
а) Сборка трехфазного инвертора на модулях SEMITRANS (62 мм);
б) сборка трехфазного инвертора на модулях SEMiX

На величину распределенной индуктивности также оказывает влияние ориентация компонентов, расположенных по пути протекания тока, например конденсаторов звена постоянного тока. На рис. 20а показано, как меняется площадь токовой петли при изменении расположения выводов конденсаторов звена постоянного тока: их правильная установка может снизить распределенную индуктивность более чем в 3 раза. В 2 раза значение LS может быть уменьшено при использовании параллельного соединения нескольких конденсаторов меньшей емкости вместо одного большого. На рис. 20б, в показана возможная реализация однофазного инвертора, построенного на двух полумостовых модулях IGBT со звеном постоянного тока, состоящим из параллельно-последовательного соединения емкостей. Как видно из рисунка, оптимально решение, при котором группы конденсаторов расположены симметрично относительно соответствующих полумостовых модулей, а выводы последовательно соединенных емкостей (С1.1 и С1.2) установлены по оси силовых модулей. Это же относится и к трехфазному инвертору, имеющему два параллельных IGBT в каждой фазе.

Влияние положения выводов конденсаторов на величину паразитной индуктивности

Рис. 20.
а) Влияние положения выводов конденсаторов на величину паразитной индуктивности;
б) и в) неправильная и правильная ориентация конденсаторов звена постоянного тока

При выборе конденсаторов звена постоянного тока в первую очередь необходимо определить суммарное значение емкости и рабочего напряжения, обеспечивающее безопасное функционирование преобразователя с учетом нагрузочных и тепловых режимов, а также колебаний напряжения питания. При этом следует учитывать такие важные параметры конденсаторов, как ESL (Equivalent Series inductance) — эквивалентная последовательная индуктивность, и ESR (Equivalent Series Resistance) — эквивалентное последовательное сопротивление. Распределенная индуктивность ESL оказывает непосредственное влияние на частотные свойства конденсатора и участвует в образовании паразитного контура DC-шины. Распределенное сопротивление является демпфирующим для данного контура. Именно поэтому при использовании полипропиленовых конденсаторов, имеющих низкое значение ESR, проблема ограничения коммутационных перенапряжений стоит более остро, чем для звена постоянного тока с электролитическими конденсаторами.

 

Выводы

В данном руководстве рассмотрено влияние распределенной индуктивности звена постоянного тока Ls на динамические характеристики и потери мощности инвертора. Показано, что с увеличением Ls потери включения Eon IGBT уменьшаются, а потери выключения Eoff и восстановления диода Err растут, причем Eon снижается в большей степени, чем возрастают Eoff и Err. По этой причине величина Lce модуля приводится в технической спецификации, в противном случае оценка потерь была бы слишком оптимистичной. При сравнении значений энергии потерь в технических специ­фикациях различных производителей очень важно понимать, при какой индуктивности они были измерены.

С увеличением Ls растет уровень коммутационных перенапряжений и опасность возникновения звона как на IGBT, так и на антипараллельном/оппозитном диоде. В ряде случаев это требует увеличения сопротивления затвора для снижения скорости переключения, что в свою очередь ведет к росту потерь. Влиянием распределенной индуктивности на время задержки включения и выключения можно пренебречь. Несмотря на то что при увеличении Ls снижаются потери включения, конструкция DC-шины должна быть низкоиндуктивной, чтобы обеспечить безопасную работу инвертора во всех режимах. Это особенно важно для ограничения уровня коммутационных перенапряжений при отключении токов перегрузки вплоть до короткого замыкания, подавления паразитных осцилляций и снижения уровня электромагнитных помех (EMI).

В трехуровневых инверторах с топологией NPC, разработанных с применением стандартных полумостовых модулей, необходимо выбирать сопротивления затвора, отличающиеся от указанных в технической спецификации. Проблема в том, что в 3L NPC-инверторе индуктивность коммутации может быть значительно выше, чем указано в документации, что требует снижения скорости коммутации.

Литература
  1. AN20-004. Influence of DC-Link Inductance on Switching Performance and Power Losses. SEMIKRON INTERNATIONAL GmbH
  2. SEMiX603GB12E4p. data sheet, Rev. 2.0. 25.01.2017
  3. Wintrich A., Nicolai U., Tursky W., Reimann T. Application Manual Power Semiconductors. 2nd ISLE Verlag, 2015.
  4. Колпаков А. IGBT 7 — революционная эволюция // Силовая электроника. 2020. № 1.
  5. Колпаков А. IGBT — инструкция по эксплуатации // Силовая электроника. 2007. № 1.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *