Улучшение свойств несимметричных полумостовых DC/DC-преобразователей напряжения

Несимметричные полумостовые DC/DC-преобразователи напряжения обладают рядом неоспоримых достоинств перед другими схемными решениями: позволяют реализовать переключение транзисторов на нуле напряжения (ПНН), используют только два транзистора на первичной стороне, а напряжение на запертых ключах не превышает U_вх. Это позволяет использовать их в преобразователях напряжения и системах электропитания различного назначения. Известно несколько топологий DC/DC-преобразователей напряжения, отличающихся друг от друга главным образом построением вторичной стороны преобразователя напряжения: с однополупериодным и двухполупериодным выпрямителем; слаживающим фильтром C и LC; с двумя силовыми трансформаторами; с выпрямителем, выполненным на основе удвоителя тока; с интегрированным магнитным элементом (ИМЭ) [1, 2].

Недостатки DC/DC-преобразователей напряжения обнаруживаются при его работе в широком диапазоне входных или выходных напряжений. Эти недостатки значительны, и они сужают возможные области применения DC/DC-преобразователей напряжения, ухудшают надежность и не позволяют увеличить удельную мощность источника питания.

Сравнение DC/DC-преобразователей напряжения с другими схемными решениями

Рассмотрим одну из основных топологий DC/DC-преобразователей напряжения, использующую двухполупериодный выпрямитель с низкочастотным LC-фильтром (рис. 1).

Рис. 1. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с двухполупериодным выпрямителем и LC_фильтром

Обратные напряжения без учета знака на силовых диодах D1 и D2 определяются следующим образом:

силовой диод D1: U_D1 = U_вых/(1–D), (1)

силовой диод D2: U_D2 = U_вых/D, (2)

где D — коэффициент заполнения импульсов, под которым понимается отношение длительности включенного состояния транзистора Т1 к периоду переключения.

Принимая обычные допущения и полагая, что в схеме на рис. 1 W₂₁ = W₂₂, регулированная характеристика (РХ) DC/DC-преобразователей напряжения в режиме непрерывного тока дросселя может быть записана так:

M = Uвых/Uвх = 2×D×(1–D)×n, (3)

где n = W₂₁/W1 = W₂₂/W1, 0 ≤ D ≤ 0,5.

Выбор n выполняется для максимального значения D, которое для идеального случая равно 0,5. Используя (3), получим:

n = M_max/(2×0,5× (1–0,5)) = 2×M_max. (4)

Напряжения на силовых диодах могут быть выражены из (1) и (2) с учетом (3) и (4):

U_D1 = 4U_вхM_maxD, (5)

U_D2 = 4U_вхM_max(1–D). (6)

При проектировании DC/DC-преобразователей напряжения возможны два предельных случая:

1. U_вх изменяется в широком диапазоне, в то время как U_вых стабилизируется в узких пределах и остается почти постоянной величиной.
2. U_вх практически не изменяется (как, например, в преобразователе напряжения, работающем от корректора коэффициента мощности), в то время как U_вых может изменяться в широких пределах и зависит от состояния и условий работы аккумуляторной батареи. Можно показать, что силовой диод D2 в DC/DC-преобразователях напряжения (рис. 2) оказывается в тяжелом режиме по напряжению, то есть к запертому силовому диоду приложено обратное напряжение, превосходящее выходное в несколько раз. В то же самое время ток, проходящий через силовой диод D2, возрастает при уменьшении D.

Рис. 2. Относительные напряжения на силовых диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвых = const и изменяющемся Uвх

Такое состояние одного из силовых диодов схемы (возрастание тока и обратного напряжения при уменьшении D) характерно для DC/DC-преобразователей напряжения при любом построении вторичной стороны преобразователя.

Можно сравнить обратные напряжения на силовых диодах DC/DC-преобразователей напряжения с напряжениями на диодах в других известных типах конверторов — прямоходовом и мостовом.

На рис. 2 и 3 показаны нормализованные напряжения на силовых диодах для трех схем в функции относительного коэффициента PX () для двух случаев: стабилизация U_вых, когда U_вх меняется (рис. 2), и изменение U_вых в широких пределах при постоянном значении U_вх (рис. 3). Параметр = M/M_max, M_max = U_вых/U_вхmin в первом случае и M_max = U_{вых max}/U_вх во втором.

Рис. 3. Относительные напряжения на силовых диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвх = const и изменяющемся Uвых

Как в первом, так и во втором случаях напряжение на силовом диоде D2 в DC/DC-преобразователей напряжения значительно превышает напряжение на диодах в других схемах (рис. 2-3). Последнее является существенным недостатком DC/DC-преобразователей напряжения — тяжелые условия работы одного из выходных силовых диодов и, как следствие, необходимость выбора этого диода с более высоким допустимым напряжением. В результате ухудшаются основные параметры преобразователя напряжения.

Вторым серьезным недостатком DC/DC-преобразователей напряжения является потеря включения транзистора Т1 при нуле напряжения при уменьшении коэффициента заполнения. Условие обеспечения ПНН для ключа Т1 состоит в выполнении неравенства [1]:

где

;

L_s, L_μ — индуктивности рассеяния и намагничивания силового трансформатора, определяемые для обмотки W₁; С_Т — средняя выходная емкость ключа; I_H — ток нагрузки. Из неравенства следует, что снижение D — уменьшение левой части по сравнению с правой — действительно может привести к потере ПНН, что, в свою очередь, означает возрастание потерь в ключе Т1.

Дополнительно отметим, что при возрастании «несимметричности» DC/DC-преобразователей напряжения, что происходит при снижении D, увеличиваются потери в ключах первичной стороны, оболочках силового трансформатора и выходных силовых диодах.

Еще один недостаток DC/DC-преобразователей напряжения заключается в том, что пульсации выходного напряжения следуют с частотой переключения транзисторов, а не с удвоенной частотой, как это происходит в симметричных схемах — мостовых, полумостовых или двухтактных. Поэтому при жестких требованиях к выходным пульсациям DC/DC-преобразователей напряжения приходится либо увеличивать размеры сглаживающего фильтра, либо увеличивать частоту переключения, что в итоге приводит к ухудшению основного показателя преобразователя напряжения — снижению его удельной мощности.

Возможные решения

В ряде работ предлагались решения, направляемые на улучшение работы DC/DC-преобразователей напряжения и снижение максимального обратного напряжения на одном из силовых диодов. В двухтрансформаторной схеме DC/DC-преобразователей напряжения предложено выполнить неравные витки двух силовых трансформаторов [3]. Этот же подход может быть использован в схеме с LC-фильтром (рис. 1), если применить отвод обмотки дросселя и подключить к нему катод силового диода D2. Результат будет аналогичен тому, что получается в двухтрансформаторной схеме, выполненной с неравными коэффициентами трансформации — обратное напряжение на диоде D2 будет уменьшено.

Недостатком описанного метода является возрастающее неравенство токов и рассеиваемой мощности в компонентах как первичной, так и вторичной сторон преобразователя напряжения. В результате последует неодинаковый нагрев компонентов силовой части и снижение КПД. Кроме того, в токе выходного силового конденсатора появляются скачки, что приводит к еще большему возрастанию выходных пульсаций.

Необходимо упомянуть еще раз об одном техническом решении [4], суть которого сводится к включению в первичную сторону преобразователя напряжения дополнительного ключа и последовательно соединенного с ним силового диода (Т3, D3) (рис. 4).

Рис. 4. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с дополнительными ключом и силовым диодом на первичной стороне

Авторы этого решения предложили преобразователь напряжения с выходным удвоителем тока. Ключ Т3 отпирается непосредственно после отпирания ключа Т2, а его запирание происходит перед отпиранием ключа Т1 и после запирания Т2. В отличие от обычной схемы DC/DC-преобразователей напряжения длительности включенного состояния ключей Т1 и Т2 в схеме на рис. 4 остаются равными при любом значении коэффициента заполнения. Дополнительная цепь (Т3, D3) создает нулевую паузу на обмотках силового трансформатора при запертых ключах Т1 и Т2. Режим работы схемы становится симметричным, и повышенное напряжение на выходном силовом диоде (в данном случае D2) не появляется. Недостатками схемы являются потери в Т3 и D3 при их включении и в интервале открытого состояния Т3. Кроме того, требуется усложненный алгоритм управления всеми ключами схемы.

Строго говоря, схема с тремя ключами перестает быть несимметричным полумостом и по принципу работы скорее напоминает работу мостовой схемы с фазовым управлением.

Все рассмотренные усовершенствования DC/DC-преобразователей напряжения предполагают структуру преобразователя напряжения неизменной, при этом не происходит смены алгоритма работы ключей при уменьшении или увеличении входного (выходного) напряжения.

Существует другой способ устранения недостатков, присущих DC/DC-преобразователям напряжения Н. Он заключается в создании силовой части, адаптивно реагирующей на изменения, которые происходят на входе или выходе преобразователя напряжения. Идея решения изложена в работе [5], показана применительно к преобразователю напряжения с удвоителем тока на вторичной стороне (рис. 5) и рассматривает случай работы при понижении входного напряжения преобразователя напряжения на короткое время (например, пропадание напряжения на один период сети).

Рис. 5. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с удвоителем тока и отводами вторичной обмотки

Авторы указали также на возможность работы схемы при широком изменении входного напряжения. Когда напряжение U_вх высокое, ключ Т должен быть выключен, работают только силовые диоды D1 и D2, а когда U_вх снижается и достигает определенного порога, ключ Т включается, при этом в работу вступают диоды D3 и D4.

Уменьшение выходных пульсаций в DC/DC-преобразователях напряжения может быть достигнуто изменением соотношения витков на вторичной стороне силового трансформатора (например, W₂₁ и W₂₂ на рис. 1) [6, 7].

Для схемы на рис. 1 напряжение на входе LC-фильтра изменяется, как показано на рис. 6, где n₁, n₂ — отношение витков W₂₁/W₁ и W₂₂/W₁ соответственно. При n₁ = n₂ пульсации оказываются нулевыми при D = 0,5 и возрастают по мере снижения D.

Рис. 6. Напряжение на входе LC-фильтра несимметричного полумостового преобразователя нaпряжения

В общем случае пульсации отсутствуют при выполнении условия:

U_вх(1–D)n₁ = U_вхD_n2,

или n₁/n₂ = D/(1–D). (7)

Равенство (7) означает, что можно добиться нулевых выходных пульсаций для любого заданного значения D, то есть для любого входного или выходного напряжения преобразователя напряжения.

При D < 0,5 и нулевых пульсациях имеем n₁ < n₂. Выполняя условие (7), необходимо провести расчет тока намагничивания силового трансформатора с тем, чтобы не допустить насыщения его сердечника во всех режимах.

Для схемы на рис. 1, считая средний ток в силовом конденсаторе С равным нулю, запишем соотношение, связывающее ток нагрузки и постоянную составляющую тока намагничивания I_μ:

I_c = I_μ + I_Hn₁D — I_hn₂(1–D) = 0.

Откуда имеем:

I = I_Н[(1-D)n₂— Dn₁]. (8)

При W₂₁ = W₂₂, то есть при n = n₁ = n₂, из (8) получим:

I = I_Нn (1–2D). (9)

Сравнение (8) и (9) показывает, что, выполняя неравенство n₁ < n₂ для снижения пульсаций на выходе, необходимо учитывать при этом возрастание тока I для одного и того же значения D. Следовательно, может потребоваться увеличение зазора в сердечнике или изменение начальной проницаемости сердечника, выполняемого без зазора (кольцевые сердечники из аморфного сплава или материала Cool M_μ).

Предлагаемые решения

Адаптивная структура выходного каскада DC/DC-преобразователей напряжения может быть использована для другого режима преобразователя напряжения, широко используемого, в частности, в телекоммуникациях. В таком применении DC/DC-преобразователь напряжения является второй ступенью транзисторного выпрямителя и его входное напряжение изменяется очень слабо.

Более того, кратковременные или продолжительные провалы сетевого напряжения не оказывают влияния на выходное напряжение потребителя, если используется аккумуляторная батарея (АБ).

Выходное напряжение DC/DC-преобразователя напряжения должно изменяться в широких пределах, диктуемых АБ, а если происходят значительные перегрузки или короткое замыкание, U_вых может приближаться к нулю.

Характеристики DC/DC-преобразователя напряжения для случая широкого изменения выходного напряжения показаны на рис. 7.

Рис. 7. Выходная характеристика DC/DC-преобразователя напряжения при широком диапазоне изменения выходного напряжения

Управление ключом Т (рис. 5) теперь должно вестись не от входного, а от выходного напряжения. Этот принцип реализуется без каких либо затруднений в преобразователе напряжения с любым построением вторичного каскада, включающего, например, два силовых трансформатора или интегрированный магнитный элемент. На рис. 8 показана модификация схемы рис. 1 — DC/DC-преобразователи напряжения с адаптированной структурой, двухполупериодным выпрямителем и LC-фильтром.

Рис. 8. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с LC-фильтром и отводом вторичной обмотки

В схеме по рис. 8 силовой трансформатор Тр обеспечивает состояние D (импульса) преобразователя напряжения. Ключ Т может управляться от входного или выходного напряжений преобразователя напряжения в зависимости от предъявляемых к нему требований. Когда ключ Т замкнут, РХ определяется соотношением:

M₁ = U_вых/U_вх = D1(1–D1)n₁₁,

где n₁₁ = (W₂₁+W₂₃)/W1.

Коэффициент заполнения D1 изменяется от возможного максимального значения до минимального, когда транзистор Т выключается. Если Т размыкается (работают силовые диоды D2 и D3), РХ будет равна:

M₂ = D2(1-D2)n₂₂,

где n₂₂ = (W₂2+W₂3)/W₁.

В этом случае D2 изменяется от возможного максимального значения, а когда U_вх возрастает или U_вых уменьшается, напряжение на запертом силовом диоде D3 будет снижено. Эффективность работы схемы для случая U_вх = сonst можно увидеть на рис. 9.

Рис. 9. Эффективность работы DC/DC-преобразователя напряжения, выполненного по схеме рис. 8, для случая Uвх = const

При определенном значении U_вых (то есть при определенном значении М) формируется управляющий сигнал, переключающий транзистор Т, при этом происходят скачкообразные изменения D и напряжения на запертом силовом диоде.

Еще одна схема DC/DC-преобразователей напряжения, в которой основной и дополнительный силовые диоды подключаются к накопительному конденсатору, показана на рис. 10.

Рис. 10. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с C-фильтром и отводом вторичной обмотки

Когда транзистор Т1 включен, оба силовых диода выключены, а при выключенном Т2 работает один из диодов D1 и D2. В данной схеме переключение Т происходит в ответ на сигнал, получаемый от входного или выходного напряжения. Максимальное значение U_вых в схеме рис. 10 определяется индуктивностью рассеяния силового трансформатора L_S, емкостью силового конденсатора С_вых и соответствует значениям D = 0,6… 0,7. При переключении транзистора Т происходит переход от одной регулировочной характеристики к другой.

В публикациях [8, 9, 10] показаны различные технические решения, реализующие адаптивный метод при работе DC/DC-преобразователей напряжения от неизменяющегося постоянного входного напряжения при выходном напряжении, изменяющемся в широких пределах.

Экспериментальные результаты

Адаптивный выходной каскад был проверен в преобразователе напряжения, который являлся второй ступенью транзисторного выпрямителя (ТВ), содержащего повышающий корректор коэффициента мощности в первой ступени. ТВ был выполнен первоначально на выходную мощность 850 Вт, а затем на 1000 Вт в той же конструкции.

Диапазон рабочего выходного напряжения 42-59 В, напряжение сети изменяется в пределах 85-300 В при полной мощности в диапазоне напряжений сети 175-300 В и со снижением мощности до 50% от номинальной при напряжении сети 85 В. КПД обоих выпрямителей 91-93% при нагрузке от 50% до номинальной, выходном напряжении 54,4 В и напряжении сети 220 В.

Электрическая схема силовой части DC/DC-преобразователей напряжения соответствует рис. 8. Сердечник трансформатора — ETD 44, феррит N87, число витков обмотки W1 — 25. Частота переключения транзисторов DC/DC равна 93 кГц. Ключ Т типа SPP80N0832L; D1, D2 — для мощности 850 Вт STTH 2003 с t = 35 нс (оба силовых диода в одном корпусе).

При мощности 1000 Вт D1, D2 — STTH3003 (t = 40 нс). Диод D3 — STTH2003 (850 Вт) и STTH3003 (1000 Вт). Выходной дроссель выполнен на сердечнике из аморфного железа MP3310LDG. Выходная характеристика ТВ с выходной мощностью 850 Вт показана на рис. 11. Сигналы на ключ Т поступают через оптронную развязку от микропроцессора ATmega8535. Пороги включения и выключения ключа Т установлены на 47 и 46 В для ТВ850 Вт и на 40-39 В для ТВ1000 Вт.

Рис. 11. Предельная выходная характеристика DC/DC-преобразователя напряжения с выходной мощностью 850 Вт

На рис. 12 для ТВ850 Вт показаны напряжения на силовом диоде D3, когда Т включен (рис. 12а U_вых = 46,5 В) и когда Т выключен (рис. 12б U_вых = 45,5 В). Из осциллограмм можно видеть, насколько полезным является применение адаптивной структуры: начиная с выходного напряжения 46 В и ниже, напряжение на запертом диоде D3 значительно уменьшается (на осциллограммах снижение произошло на 60 В).

Рис. 12. Напряжение на силовом диоде D3 (схема рис. 8):
а) Uвых = 46,5 B, транзистор Т включен;
б) Uвых = 45,5 B, транзистор Т выключен

Режим работы DC/DC-преобразователей напряжения после выключения транзистора Т становится более симметричным, что способствует снижению потерь в силовых компонентах.

Для проверки влияния «перекоса» витков вторичной обмотки на пульсации выходного напряжения ТВ на 1000 Вт был выполнен в двух вариантах. В первом вторичные витки были выполнены следующим образом (рис. 8): W₂₁ = 8, W₂₂ = 5, W₂₃ = 8.

Во втором варианте витки были изменены следующим образом: W₂₁ = 6, W₂₂ = 3, W₂₃ = 10. Эффективные значения пульсаций, полученные с помощью измерителя шумов и сигналов низкой частоты ИШС-НЧ, приведены в таблице 1.

Можно видеть, что при любых значениях токов нагрузки и любых уровнях выходного напряжения «перекос» вторичных витков позволил значительно (в 1,5-3 раза) уменьшить уровень выходных пульсаций. Поэтому с запасом выполнены нормы по выходным пульсациям для источников питания, применяемых в аппаратуре связи. При «перекосе» вторичных витков (n₁ < n₂) увеличен зазор в сердечнике — на 30% для предотвращения его насыщения из-за возрастания тока намагничивания (8).

На рис. 13 показаны плата DC/DC-преобразователя напряжения в сборке и внешний вид транзисторного выпрямителя с выходной мощностью 850 и 1000 Вт.

Рис. 13. Плата DC/DC-преобразователя напряжения и транзисторный выпрямитель в корпусе

В последнем случае удельная мощность выпрямителя составила 460 Вт/дм³ (габаритные размеры 84×86×300 мм).

Выводы

Применение силового трансформатора с отводом дополнительного силового диода и ключа позволяет улучшить все свойства DC/DC-преобразователей напряжения при изменении не только входного, но и выходного напряжения. Адаптивная структура с отводом может быть использована при любой выходной топологии DC/DC-преобразователей напряжения. Эффективным средством снижения выходных пульсаций является «перекос» вторичных обмоток силового трансформатора, при этом зазор в сердечнике должен быть увеличен. Применение перечисленных мер позволяет DC/DC-преобразователям напряжения успешно конкурировать с топологией мостового преобразователя напряжения с фазовым сдвигом до выходной мощности 2000 Вт.