Проектирование и исследование понижающих импульсных преобразователей с обратным диодом и синхронным переключателем

№ 3’2017
PDF версия
Проектирование современных импульсных источников питания представляет собой достаточно сложный процесс, включающий в себя, в частности, расчет силовой части, синтез системы управления и разработку печатной платы [1, 2]. Правильно рассчитанный импульсный преобразователь, в конечном счете, может не работать, если печатная плата спроектирована неправильно. Расположение элементов на печатной плате оказывает существенное влияние на различные параметры устройства: собственное электромагнитное излучение, чувствительность к воздействию внешних электромагнитных полей, тепловые режимы работы компонентов печатной платы, а также на возникновение нестабильности выходного напряжения [3].

Экспериментальный образец понижающего импульсного преобразователя изготовлен на основе схемы, показанной на рис. 1. Синтез системы управления этой схемы изложен в работах [5, 6].

Система управления преобразователем (рис. 1) построена на простой микросхеме UC3573, в которой основные узлы микросхемы меньше всего загромождены дополнительными цепями защиты и плавного пуска.

Электрическая схема импульсного преобразователя с обратным диодом

Рис. 1. Электрическая схема импульсного преобразователя с обратным диодом

Напряжение питания микросхемы подается на вывод 4 (VCC) со входа силовой части и непосредственно используется для питания выходного каскада (драйвера) микросхемы. Для стабилизированного питания остальных внутренних узлов микросхемы используется внутренний стабилизатор с выходным напряжением VREF = (3±0,06) В. Частота задающего генератора ЗГ определяется емкостью внешнего конденсатора CT и определяется по приближенной формуле [4] f = 1/(15CT), где f — в килогерцах, Ст — в микрофарадах. Рабочую частоту генератора для данной микросхемы рекомендуется выбирать в диапазоне 10-200 кГц. На выводе 7 (RAMP) микросхемы формируется пилообразное напряжение un с амплитудой Un = 3 В, изменяющееся в пределах от 0,5 до 3,5 В.

В исследуемой схеме силовой транзистор имеет так называемое верхнее расположение, и для упрощения драйвера в качестве силового транзистора используется МДП-транзистор с каналом p-типа IRF4905, так как выход микросхемы не рассчитан на управление транзистором с каналом n-типа с верхним расположением. Для выбранного транзистора IRF4905 собственная входная емкость составляет порядка 3 нФ.

Исходные данные для проектирования экспериментального образца понижающего ППН:

  • выходное напряжение 5 В;
  • номинальный ток нагрузки 2 А;
  • минимальный выходной ток 1 А;
  • номинальное входное напряжение 12 В;
  • минимальное входное напряжение 9 В;
  • максимальное входное напряжение 15 В;
  • допустимая нестабильность выходного напряжения ±10 мВ.

Использованы результаты расчета параметров силовой части и цепи коррекции (R2, C4, C5), выполненного в [5,6]. Индуктивность силового дросселя L = 40 мкГн, параметры: тороидальный ферритовый магнитопровод с размерами 23×10×8 мм, число витков w = 24, медный провод диаметром 1 мм. В качестве конденсатора фильтра был выбран электролитический конденсатор фирмы Jamicon C2 = 3300 мкФ. Емкость входного электролитического конденсатора C1 = 220 мкФ. Параллельно конденсаторам C1 и C2 подключены более высокочастотные керамические конденсаторы емкостью 100 нФ. В качестве токоизмерительных резисторов R1 и R8 с номинальным сопротивлением 0,112 Ом использовалось параллельное соединение пяти одноваттных безындуктивных чип-резисторов типа ERJB2BFR56V с номинальным сопротивлением 0,56 Ом. При этом максимально допустимое значение измеренного тока составляет примерно 4 А, поскольку при превышении этого значения срабатывает защита от перегрузки по току, предусмотренная в используемой микросхеме типа UC3573, разработанной фирмой Unitrode (Texas Instruments). Для повышения максимально допустимого значения измеряемого тока необходимо уменьшить сопротивление токоизмерительного резистора R1.

Параметры фильтра цепи защиты от перегрузки по току R6 = 875 Ом, C7 = 82 пФ. Фильтр в цепи защиты от перегрузки по току необходим для того, чтобы выделить основную составляющую тока транзистора, т. е. избавиться от влияния на микросхему нежелательных выбросов тока. Постоянная времени фильтрующей цепочки выбирается так, чтобы исключить ложные срабатывания цепи защиты, для чего необходимо подавить импульс помех, возникающий в момент включения силового регулирующего транзистора. Рекомендуется сопротивление R6 выбирать не более 1 кОм, а емкость конденсатора С7 подбирается исходя из времени переключения транзистора [7].

Поскольку при выборе обратного диода основное внимание уделялось его быстродействию, был использован диод с p-n-переходом типа VS-HFA15TB60 c меньшим временем восстановления, чем у диодов Шоттки, несмотря на большее прямое падение напряжения.

На рис. 2 показан внешний вид экспериментального макета понижающего преобразователя для схемы, показанной на рис. 1.

Макет импульсного понижающего преобразователя

Рис. 2. Макет импульсного понижающего преобразователя с обратным диодом и одноконтурной системой управления

Переходные процессы переключений в силовой части представляют значительный интерес с точки зрения динамики систем управления импульсными ППН, поскольку приводят:

  • к искажению формы импульсов напряжения на элементах силовой части;
  • влияют на выбор частоты переключений f;
  • увеличивают мощность потерь в силовой части.

Если длительности фронтов и спадов импульсов становятся соизмеримыми с периодом переключений T = 1/f, то они начинают все больше влиять на переходные процессы в системе.

На рис. 3 представлены упрощенные кривые изменения напряжений uзи и uси, иллюстрирующие принятые фирмой International Rectifier правила отсчета интервалов времени при переключениях транзистора IRF4905, где: tз.вкл — задержка включения; tз.выкл — задержка выключения; tн — время нарастания напряжения uси (rise time tr); tc — время спада напряжения uси (fall time tf).

Упрощенные кривые, иллюстрирующие правила отсчета интервалов времени при переключениях транзистора, принятые фирмой-производителем

Рис. 3. Упрощенные кривые, иллюстрирующие правила отсчета интервалов времени при переключениях транзистора, принятые фирмой-производителем

Временные диаграммы, поясняющие процессы переключения в режиме непрерывного тока, представлены на рис. 4 и 5. Из-за того что в схеме используется транзистор с каналом p-типа, отпирающий уровень напряжения uдр соответствует уровню логического нуля на выходе 5 (OUT) микросхемы. Он формируется в момент окончания тактового импульса uT, поступающего на R-вход триггера, и завершается, когда выходное напряжение усилителя ошибки uyo(t)станет равным напряжению пилы uп(t), т. е. в момент срабатывания ШИМ-компаратора DA3. Таким образом, выходной импульс микросхемы, определяющий время закрытого состояния силового транзистора, удлиняется на время длительности тактового импульса. Это время составляет не регулируемую по длительности часть выходного импульса (так называемое «мертвое время» ШИМ).

Осциллограммы процессов переключения регулирующего транзистора в режиме непрерывного тока

Рис. 4. Осциллограммы процессов переключения регулирующего транзистора в режиме непрерывного тока, iд— ток обратного диода. Масштабы: для времени — 2 мкс/дел.; напряжений — 5 В/дел.; токов — 2 А/дел.

Осциллограммы процессов переключения в режиме непрерывного тока

Рис. 5. Осциллограммы процессов переключения в режиме непрерывного тока:
а) при включении регулирующего транзистора;
б) при выключении регулирующего транзистора VT1. Масштабы: для времени — 100 нс/дел.; напряжений — 5 В/дел.; токов — 2 А/дел

Искажение формы импульсов напряжения драйвера uдр (их непрямоугольность) зависит от многих трудно учитываемых причин: схемы драйвера, его параметров, паразитных емкостей и индуктивностей цепей драйвера, характера нагрузки, наводимых на цепи драйвера кондуктивных помех.

В момент, когда силовой транзистор начинает открываться, обратный диод начинает закрываться. Задержка выключения диода составляет около 40 нс и определяется временем обратного восстановления диода tвосст. За это время, как видно на рис. 4, ток стока iи успевает нарасти до 5 А, а в диоде нарастает соответствующий обратный ток. Сквозной ток вызывает заметное увеличение потерь мощности на переключение.

Потери проводимости в обратном диоде при прямом падении напряжения uд.пр=1,1 В составляют:

Формула

при γ = uвых,ср/uвх= 5/15 = 0,333 получим:

Формула 

что уже существенно снижает КПД [8].

Задержка фронта включения напряжения uси по отношению к началу формирования отпирающего фронта импульса микросхемы tз.вкл = 65 нс. Задержка фронта выключения напряжения uси транзистора по отношению к началу формирования запирающего фронта импульса микросхемы tз.выкл = 200 нс. Это отрицательно сказывается на динамических свойствах системы.

Измерения при отпирании и запирании силового транзистора проводились с учетом принятых обозначений фирмы — изготовителя транзисторов International Rectifier (рис. 3).

При уменьшении тока нагрузки в импульсном преобразователе возникает режим прерывистого тока. Для исследуемой схемы граничное значение тока нагрузки составляет примерно 0,5 А. На рис. 6 и 7 показаны осциллограммы, соответствующие режиму прерывистого тока, когда сопротивление нагрузки R = 100 Ом. Дальнейшее уменьшение тока нагрузки приводит к тому, что транзистор открывается на очень малое время, когда невозможно проследить за током и напряжением ни транзистора, ни диода, однако импульсный преобразователь продолжает работать с заданным выходным напряжением, но с ухудшенной стабилизацией.

Осциллограммы процессов переключения регулирующего транзистора в режиме прерывистого тока

Рис. 6. Осциллограммы процессов переключения регулирующего транзистора в режиме прерывистого тока. Масштабы: для времени — 2 мкс/дел.; напряжений — 5 В/дел.; токов — 0,5 А/дел.

Осциллограммы процессов переключения в режиме прерывистого тока

Рис. 7. Осциллограммы процессов переключения в режиме прерывистого тока:
а) при включении регулирующего транзистора;
б) при выключении регулирующего транзистора. Масштабы: для времени — 100 нс/дел.; напряжений — 5 В/дел.; токов — 0,5 А/дел.

Во время бестоковой паузы возникают паразитные колебания, особенно заметные на кривой напряжения uси и почти незаметные в кривой тока iс. Как видно на рис. 6, период этих колебаний Тп = 2 мкс. Этот период определяется выражением [9]:

Формула

где: L — индуктивность силового дросселя; Cк — паразитная емкость возникающего колебательного контура Cк = Cси+Cд+Cдоп; Cд — емкость обратносмещенного обратного диода.

Отсюда:

Формула

Тогда Cд+Cдоп = 2,53-0,64 = 1,89 нФ. В паспортных данных на диод Cд = 20…50 пФ. Как показано на рис. 6, эти колебания создают помехи в цепи драйвера.

На кривой тока истока iи регулирующего транзистора заметно явное влияние помех, особенно в начале импульса тока, который должен нарастать, начиная с нуля; полезная составляющая тока iи стала соизмеримой с током помех.

В то же время на кривой тока диода iд этих помех не видно, импульс тока диода спадает примерно от 0,25 А до нуля. Размытость импульса тока iд объясняется тем, что в используемой топологии платы для уменьшения влияния помех на силовую часть земляная шина была расположена по периметру платы. Увеличение ее длины усилило влияние растекания тока и вызвало увеличение помех на ней.

Результаты измерений длительностей интервалов переходных процессов переключения силового транзистора сведены в таблицу.

Таблица. Результаты измерений длительностей интервалов
в процессе включения и выключения силового транзистора
  Включение Выключение
tз.вкл, нс tн, нс tн.т, нс tвосст, нс tз.выкл, нс tс, нс tс.т, нс
РНТ 65 145 70 40 270 200 50
РПТ 80 120 20 18 320 260 20

В режиме РНТ Iн.ср = 2 А, в РПТ Iн.ср = 0,05 А, uвх.ср = 12 В, uвых.ср = 5 В.

Как видно, характер переходных процессов при переключениях силовой части (рис. 8б) качественно совпадает с описанным в литературе (рис. 8а) с некоторыми отличиями, которые схематично показаны на рис. 8.

Упрощенные кривые процессов включения и выключения силового транзистора

Рис. 8. Упрощенные кривые процессов включения и выключения силового транзистора

Характер изменения «затвор-исток» соответствует описанному в литературе для транзистора с каналом n-типа [10, 11, 12], а изменения тока через транзистор отличаются тем, что нарастание тока стока в используемом транзисторе с каналом p-типа начинается одновременно с нарастанием напряжения «сток-исток». Спад тока при выключении транзистора происходит быстрее, чем напряжения «сток-исток».

На рис. 9 показаны выходные характеристики силового транзистора типа IRF4905 и зависимости заряда затвора от напряжения «затвор-исток», используемые при дальнейшем анализе.

Выходные характеристики транзистора IRF4905 при +25 °C;

Рис. 9.
а) Выходные характеристики транзистора IRF4905 при +25 °C;
б) зависимости заряда затвора Qз от напряжения uзи

Инерционность МДП-транзистора определяется процессами перезаряда паразитных емкостей «затвор-исток» Сзи, «сток-затвор» Ссз и «сток-исток» Сси. Поэтому при включении, пока входная емкость Свх1 = Сзи заряжается до порогового напряжения Uпор, которое для транзистора IRF4905 может составлять -2…-4 В, ток стока ic отсутствует.

За время задержки включения входная емкость Свх1 заряжается примерно до напряжения Uпор = 3,5 В в соответствии с выражением:

Формула

где: Rдр∑ — суммарное сопротивление цепи затвора, складывающееся из выходного сопротивления драйвера, внешнего резистора R7 = 20 Ом и внутреннего сопротивления вывода затвора транзистора Rд = 2,5 Ом; Uдр — амплитуда импульса на выходе драйвера. При t = t3.вкл, uзи = Uпор, полагая Rдр∑ = 30 Ом, получим:

Формула

Согласно рис. 9б, на этапе t3 Δuзи = 5 Вx ΔQз = 20×10-9 Кл,

Формула

Поскольку, согласно рис. 5а, пороговое напряжение при отпирании транзистора составило Uпор = 4 В, то по формуле (1) найдем:

Формула

согласно осциллограммам на рис. 5а, tз.вкл = 65 нс.

На начальном участке этапа задержки включения tз.вкл, когда uдр∼ 0, ток i3 начинает возрастать по экспоненциальному закону:

Формула

По мере увеличения напряжения |uзи| справедливость этой формулы нарушается. Если пренебречь влиянием паразитной индуктивности L = Lи + Lз, нарастание напряжения |uзи| будет происходить по закону (1) (штриховая линия на рис. 10б). Плавное нарастание тока iз в начале импульса приводит к некоторому запаздыванию начала быстрого роста напряжения |uзи|.

Эквивалентная схема цепи драйвера

Рис. 10.
Эквивалентная схема цепи драйвера (а),
временные диаграммы (б): с учетом паразитной индуктивности (сплошная линия), без учета паразитной индуктивности (пунктирная линия)

Максимально возможная скорость спада тока iз на этапе tз.вкл составляет:

Формула

При этом максимально возможное падение напряжения на паразитной индуктивности:

Формула

Если uвх = 12 В, L = 10 нГн, Rд∑ = 30 Ом, Сзи = 4×10-9 Ф, то

Формула

Поэтому при принятом значении индуктивности L ее влиянием на этапе tз.вкл можно пренебречь.

Однако в действительности, как показывает осциллограмма (рис. 5), напряжение драйвера uдр в начале включения изменяется не скачком, а плавно. Аппроксимируем это изменение линейной функцией

Формула

где tс.др — время спада напряжения драйвера от значения uвх до 0. Тогда для схемы на рис. 10 при L = 0 справедливы уравнения:

Формула

Откуда, с учетом (2), следует:

Формула

Подставив это выражение в уравнение (4), получим уравнение относительно тока iз:

Формула

где Тз.вкл = Rдр.∑·Cзи — постоянная времени цепи затвора на этапе задержки включения, iз(0) = 0. Тогда:

Формула

а из равенства (3) следует:

Формула

Используя аппроксимацию

Формула

получаем

Формула

откуда при t = tз.вкл, uзи = —Uпор, получим:

Формула

По осциллограмме на рис. 5а видно, что tc.др≈ 80 нс. Тогда при Тз.вкл = 120 нс, uвх = 12 В, Uпор = 4 В найдем

Формула

что больше соответствует экспериментально измеренному значению, чем при допущении прямоугольности импульса uдр.

При дальнейшем изменении напряжения uзи напряжение uси остается постоянным и равным uвх = -12 В, ток стока нарастает с крутизной gm = -Δiсuзи = 21 А/В, т. е. при Δuзи = -1 В, ток iи нарастает примерно до 4 А, что подтверждается выходными характеристиками транзистора (рис. 9а). Ток iи продолжает нарастать до момента запирания обратного диода, после чего быстро спадает до установившегося значения. Как показано на рис. 5а, за время нарастания тока iи напряжение uзи достигает значения -5 В, т. е. изменяется на Δuзи = -1 В.

На следующем этапе tн нарастания напряжения uси напряжение uзи по модулю медленно нарастает от 4 до 5 В. После начала спада напряжения |u| транзистор переходит в усилительный режим, входная емкость увеличивается за счет эффекта Миллера, нарастание по модулю напряжения uзи замедляется, что соответствует пологому участку кривой на рис. 9б. Входная емкость, согласно рис. 9б, составляет:

Формула

Заряд этой емкости, как видно на рис. 10а, при L = 0 и замене Сзи на Свх, происходит в соответствии с уравнением:

Формула

при uзи(0) = -4 В, uдр = 2,5 В (согласно осциллограмме uдр). Решение этого уравнения имеет вид:

Формула

где uзи(0) — значение напряжения в начале этапа tн, Тз.н = Rдр∑Свх. Подставляя сюда t = tн, uзи = uзи(tн), получим:

Формула

Подставляя uзи(tн) = -5 В, найдем:

Формула

что превышает экспериментально найденное значение tн = 165 нс в связи с невозможностью точного определения приращения напряжения uзи на рассматриваемом участке осциллограммы напряжения uзи (рис. 5а).

Изменения тока стока и напряжений uзи и uси в усилительном режиме работы МДП-транзистора описываются дифференциальным соотношением [13]:

Формула

которое, применительно к МДП-транзистору с каналом p-типа, может быть записано в виде:

Формула

где
Формула

крутизна транзистора, обозначаемая в англоязычной литературе символом g;

Формула

внутреннее сопротивление транзистора [13].

Аппроксимируя стокозатворную и входную характеристики транзистора кусочно-линейными функциями, для усилительного режима получаем:

Формула

Из-за того что внутреннее сопротивление ri неизвестно, трудно правильно посчитать приращение тока Δiс на интервале tн

По окончании этапа нарастания tн напряжения uси процесс в цепи стока транзистора устанавливается на уровне uси≈ 0, а во входной цепи происходит дозаряд входной емкости до значения uзи = —uвх. При этом, согласно данным фирмы — производителя транзистора (рис. 9б), входная емкость

Формула

Время дозаряда до уровня |uзи| = 0,9 uвх = 10,8 В можно примерно оценить как 2,3Rдр∑Свх3,

Формула

что согласуется с кривой uзи на рис. 5а.

При выключении транзистора, когда uдрuвх, сначала начинается разряд емкости Свх3 на сопротивление Rдр∑ и выходную цепь драйвера DA5 (см. рис. 1), а ток стока iс = iL и напряжение uси≈ 0 сначала не меняются. Разряд входной емкости происходит по закону

Формула

Поскольку рабочая точка на выходных характеристиках (рис. 9а) из-за равенства uси≈ 0 находится на круто нарастающем участке, где транзистор не обладает усилительными свойствами, эффект Миллера пока не наблюдается. По мере уменьшения по модулю напряжения uзи рабочая точка транзистора при ic = iL = const смещается вправо. Как показано на рис. 9б, уже при uси≈-1 В рабочая точка начинает переходить на пологие участки выходных характеристик, где появляются усилительные свойства (K = -Δuсиuзи). По мере роста напряжения |uси| начинается уменьшение (сначала медленное) тока силового дросселя, отрицательная ЭДС самоиндукции силового дросселя начинает отпирать силовой диод, обратное напряжение на нем uд.обр = uвх.ф уменьшается. Как видно на рис. 5б, отпирание диода завершается примерно за 100 нс, за это время напряжение uзи достигает значения Uпор, и лишь после этого начинается заметное увеличение напряжения |uси|.

Задержка при выключении транзистора tз.выкл определяется подстановкой t = tз.выкл, uзиUпор в выражение (6):

Формула

Отсюда, при uвх = 12 В, Uпор≈ 4 В, Свх3 = 10×10-9 Ф, найдем:

Формула

что значительно больше задержки при включении tз.вкл.

На этапе спада tc напряжения uси изменение напряжения uзи резко замедляется из-за влияния эффекта Миллера.

Когда напряжение uзи становится меньше Uпор, ток стока ic прерывается, и дальнейший процесс в силовой цепи определяется паразитными емкостями и индуктивностями и, как видно на рис. 5, имеет колебательный характер. Если при этом напряжение |uси| на емкости Сси превышает uвх, то в силовой цепи появляется обратный ток, ограничиваемый токоизмерительным резистором R1.

Нестабильность выходного напряжения преобразователя при изменении входного напряжения не превышает 1%, а КПД составляет 75%. Измерение нестабильности выходного напряжения осуществлялось при изменении входного напряжения в диапазоне 8-20 В. Приведем экспериментальные зависимости изменения выходного напряжения при изменении входного (рис. 11а).

Экспериментальные зависимости изменения выходного напряжения при изменении входного

Рис. 11.
а) Экспериментальные зависимости изменения выходного напряжения при изменении входного: 1 — при Iн = 0,28 А, 2 — при Iн = 0,93 А, 3 — при Iн = 1,88 А, 4 — при Iн=2,78 А;
б) нагрузочная характеристика при uвх=15 В, С2=220 мкФ

Экспериментальные зависимости, приведенные на рис. 11а, снимались для емкости выходного фильтра С2 = 220 мкФ. Для расчетной емкости С2 = 3300 мкФ зависимости будут такими же.

На рис. 11б представлена нагрузочная характеристика понижающего импульсного преобразователя. Она справедлива для диапазона входных напряжений 8-20 В. Для емкости выходного фильтра С2 = 3300 мкФ нагрузочная характеристика в данном диапазоне входных частот аналогична этой характеристике.

Увеличение КПД импульсных преобразователей позволяет уменьшить их размеры при большей мощности и является важной задачей при их проектировании. Одним из наиболее эффективных способов увеличения КПД является замена обычных выпрямительных диодов низковольтными силовыми МОП-транзисторами [15]. Это особенно актуально при малых выходных напряжениях порядка 5 В и ниже. С помощью синхронного переключения МОП-транзисторов потери мощности могут быть существенно уменьшены, однако использование синхронных переключателей усложняет процессы переключений в ППН [16].

Возникновение сквозных токов в момент открытия регулирующего транзистора является одним из основных факторов снижения КПД преобразователя. Решением проблемы может стать использование схемы синхронного переключателя, когда вместо обратного диода устанавливается второй силовой МДП-транзистор. В таком случае для переключения двух транзисторов необходимо будет использовать специальные схемы драйверов.

Экспериментальный образец понижающего импульсного преобразователя с синхронным переключателем, изготовлен на основе схемы, показанной на рис. 12. Система управления преобразователем построена на микросхеме LM25116 компании Texas Instruments. Эта микросхема имеет два внутренних драйвера — один для транзистора с верхним расположением, второй — для транзистора с нижним расположением, а также схемы защиты от перегрузки по току, недопустимого снижения напряжения питания (UVLO), тепловой защиты и плавного пуска [17].

Принципиальная схема импульсного преобразователя с синхронным переключателем

Рис. 12. Принципиальная схема импульсного преобразователя с синхронным переключателем

Напряжение питания микросхемы, подается на вывод 1 (VIN) со входа силовой части. Микросхема может работать в диапазоне входных напряжений 6-42 В за счет использования двойного режима внутреннего источника опорного напряжения. При входных напряжениях ниже 10,6 В переключатель с малым падением напряжения подключает вывод 16 (VCC) непосредственно к выводу 1 (VIN). Для напряжений, больших чем 10,6 В, переключатель размыкается, и регулятор поддерживает напряжение на выводе 16 (VCC) приблизительно равным 7,4 В.

Для сравнения с результатами, полученными в [19], параметры компонентов экспериментального образца были выбраны аналогичными. В качестве силовых ключей были выбраны низковольтные MOSFET-транзисторы типа IRFZ44N фирмы International Rectifier.

Выходные характеристики транзистора IRFZ44N при +25 °C;

Рис. 13.
а) Выходные характеристики транзистора IRFZ44N при +25 °C;
б) зависимости заряда затвора Q3 от напряжения uзи

Частота задающего генератора (ЗГ) устанавливается с помощью внешнего резистора R7, подключенного к выводу 3 (RT/SYNC, и может меняться от 50 кГц до 1 МГц. Необходимое значение резистора может быть рассчитано по приближенной формуле:

Формула

где T = 1/f — период переключений в наносекундах, RT — в килоомах. Частоту переключений выбираем равной 100 кГц, как в схеме с обратным диодом.

Генератор пилы формирует на выводе 5 (RAMP) микросхемы ток IR, заряжающий конденсатор C13 и изменяющийся в соответствии с формулой:

Формула

где IR — в микроамперах, S = 5 мкА/В — крутизна.

В выбранной микросхеме управления схема токоограничения подключается к шунту R5. Согласно техническому описанию сопротивление этого шунта рассчитывается по следующей формуле:

Формула

где Uогр = 0,11 В, Iмакс — максимальное значение тока, протекающего через транзистор VT2. Для выбранных параметров схемы расчетное значение R5 равно 16 мОм. В качестве шунта был установлен SMD-резистор с сопротивлением 10 мОм.

Экспериментальный образец показан на рис. 14. Трассировка выполнена на одном слое с перемычками, а топология аналогична топологии предыдущей схемы.

Общий вид экспериментального образца преобразователя с синхронным переключателем

Рис. 14. Общий вид экспериментального образца преобразователя с синхронным переключателем

Временные диаграммы, поясняющие процессы переключения в режиме непрерывного тока, представлены на рис. 15 и 16. В реализованной схеме (рис. 11) используются транзисторы с каналом n-типа, поэтому отпирающий уровень напряжения на затворе транзистора VT1 должен быть больше, чем входное напряжение (рис. 15). В момент, когда силовой транзистор VT1 начинает открываться, транзистор VT2 начинает закрываться. По осциллограмме тока стока iс на рис. 15 видно, что в момент открытия транзистора отсутствуют большие сквозные токи, а короткие импульсы обусловлены помехами, наводимыми щупами осциллографа.

Осциллограммы процессов переключений транзисторов в режиме непрерывного тока преобразователя согласно рис. 12

Рис. 15. Осциллограммы процессов переключений транзисторов в режиме непрерывного тока преобразователя согласно рис. 12:
а) для транзистора VT1;
б) для транзистора VT2 при uвх = 12 В. Масштаб: t — 5 мкс/дел.; uзи, u, uдр — 5 В/дел.; iс — 0,5 А/дел.

Напряжение на затворе транзистора VT1 для его отпирания должно превышать входное напряжение. К напряжению драйвера uдр с выхода микросхемы 16 (VCC) может добавляться напряжение 7,4 В от внутреннего источника и напряжение с вывода 17 (VCCX) при условии, что оно превышает 4,5 В.

При уменьшении тока нагрузки в импульсном преобразователе возникает режим прерывистого тока. Для исследуемой схемы граничное значение тока нагрузки составляет примерно 0,5 А. Осциллограммы, соответствующие режиму прерывистого тока, представлены на рис. 16.

Осциллограммы процессов переключений транзисторов в режиме прерывистого тока

Рис. 16. Осциллограммы процессов переключений транзисторов в режиме прерывистого тока:
а) для транзистора VT1;
б) для транзистора VT2 при uвх = 12 В. Масштаб: t — 5 мкс/дел.; uзи, uси, uдр — 5 В/дел.; iс — 0,2 А/дел.

Во время бестоковой паузы и в этой схеме возникают паразитные колебания, которые прослеживаются на кривой напряжения uси транзисторов. Эти колебания создают помехи в цепи драйвера, снижая КПД схемы. При малом значении тока нагрузки, например в режиме холостого хода, транзистор открывается на очень малое время, когда невозможно проследить за током и напряжением на транзисторах, однако импульсный преобразователь работает стабильно с заданным выходным напряжением.

Исследования проводились с замкнутой системой управления при частоте переключений 100 кГц. На рис. 17 приведены нагрузочные характеристики для входных напряжений 9 и 20 В.

Экспериментальные нагрузочные характеристики понижающего импульсного преобразователя с синхронным переключателем

Рис. 17. Экспериментальные нагрузочные характеристики понижающего импульсного преобразователя с синхронным переключателем

Приведем экспериментальные зависимости изменения КПД схемы при изменении тока нагрузки (рис. 18).

Экспериментальные зависимости изменения КПД понижающего импульсного преобразователя от тока нагрузки

Рис. 18. Экспериментальные зависимости изменения КПД понижающего импульсного преобразователя от тока нагрузки: 1 — при uвх = 9 В; 2 — при uвх = 20 В

Таким образом, проведенные исследования понижающего импульсного преобразователя подтвердили, что использование в схеме синхронного переключателя повышает КПД схемы примерно на 15% по сравнению с КПД схемы с обратным диодом [19]. Увеличение КПД происходит за счет ограничения сквозного тока и уменьшения динамических потерь при переключении силовых ключей.

Работа выполнена при финансовой поддержке РФФИ в рамках проекта № 15-48-02189-р_поволжье_а по теме «Исследование и оптимизация схем полупроводниковых преобразователей для солнечных электростанций».

Литература
  1. Браун М. Источники питания. Расчет и конструирование. Пер. с англ. К.: «МК-Пресс», 2007.
  2. Бэрроу Д. Белых С. Уменьшение эффекта «плавающей» земли при проектировании DC/DC-преобразователей // Силовая электроника. 2007. № 4.
  3. Леонов А. Рекомендации по проектированию печатных плат для интегральных модулей питания серии LMZ // Компоненты и технологии. 2010. № 11.
  4. Buck pulse width modulator stepdown voltage regulator. Datasheet UC1573, UC2573, UC3573. Texas Instruments. 2014.
  5. Белов Г. А., Серебрянников А. В., Павлова А. А. К синтезу одноконтурных систем управления понижающими импульсными преобразователями // Практическая силовая электроника. 2013. № 2(50).
  6. Белов Г. А., Серебрянников А. В., Павлова А. А. Синтез одноконтурной системы управления понижающим импульсным преобразователем // Практическая силовая электроника. 2013. № 3(51).
  7. UC3842/3/4/5 provides low-cost current-mode control. Application note U-100A. Texas Instruments. 1999.
  8. Белов Г. А., Абрамов С. В Экспериментальное исследование понижающего импульсного преобразователя с одноконтурной системой управления // Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем. Материалы 11-й Всерос. науч.-техн. конф. Чебоксары: Изд-во Чуваш. университета, 2015.
  9. Белов Г. А. Влияние паразитных колебаний на КПД преобразователей в режиме прерывистых токов // Практическая силовая электроника. 2015. № 2(58).
  10. Andreycak B. Practical consideration in high performance MOSFET, IGBT and MCT gate drive circuit. Application note U-137. Texas Instruments. 1999
  11. Andreycak B. New driver ICs optimize high speed power MOSFET switching characteristics. Аpplication note U-118. Texas Instruments. 1999.
  12. Andreycak B. UC3573 buck regulator PWM control IC. Design note DN-70. Texas Instruments. 1999
  13. Белов Г. А. Электроника и микроэлектроника: Уч. пособие для вузов. 2-е изд., исправленное. Чебоксары: Изд-во Чуваш. университета, 2001.
  14. IRF4905 power MOSFET. Datasheet. International Rectifier. 2007.
  15. Stojcic G., Nguyen C. MOSFET synchronous rectifiers for isolated, board-mounted DC-DC converters // Twenty-second International Telecommunications Energy Conference INTELEC. 2000.
  16. Белов Г. А., Серебрянников А. В., Павлова А. А. Импульсные преобразователи постоянного напряжения с синхронными переключателями. Уч. пособие. Чебоксары: Изд-во Чуваш. университета, 2016.
  17. LM25116 Wide-Range Synchronous Buck Controller. Datasheet. Texas Instruments.
  18. Белов Г. А. Импульсные преобразователи с системами управления на серийных микросхемах. Чебоксары: Изд-во Чуваш. ун-та, 2015.
  19. Абрамов С. В. Динамика понижающего импульсного преобразователя с одноконтурной системой управления на серийной микросхеме. Автореф. дис. канд. техн. наук. Чебоксары: Изд-во Чуваш. университета, 2016.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.