Двухключевой обратноходовой DC/DC-преобразователь с широким диапазоном входного напряжения и рекуперативным демпфером

№ 4’2018
PDF версия
Преобразователь с передачей энергии на обратном ходу (обратноходовой DC/DC-преобразователь, Flyback) можно назвать одной из самых популярных топологий импульсных источников питания. Область его применения ограничена преобразователями малой и средней мощности, как правило, до 200 Вт. Разработчики импульсных источников питания давно оценили простоту и дешевизну практической реализации такого решения, а некоторые его уникальные свойства позволяют выполнять весьма нестандартные задачи. Однако, как говорят французы, за каждое удовольствие нужно платить. У таких DC/DC-преобразователей есть своя ахиллесова пята: они ограничены по максимальному входному напряжению, что связано с тем, что к его ключу прикладывается не только напряжение, равное сумме напряжений входной и выходной шин постоянного тока, но и выброс, формирующийся при выключении ключа, который хотя частично и подавляется демпфером, но добавляет определенное напряжение, а его необходимо учитывать при выборе транзистора силового ключа.

Вступление

В статье предлагается оригинальное двухключевое решение обратноходового DC/DC-преобразователя с мягким переключением. Устройство состоит из двух управляемых силовых ключей, выполненных на МОП-транзисторах, обратноходового трансформатора, блокирующего диода и двух пассивных схем рекуперативного демпфера (снаббера). Предлагаемый DC/DC-преобразователь имеет преимущества конфигурации недорогих схем, отличается простотой схемы управления, обладает высокой эффективностью и широким диапазоном рабочего напряжения по входной шине постоянного тока. Читателям будут представлены топология схемы, ее анализ, соображения по проектированию и экспериментальные результаты оценки характеристик обратноходового DC/DC-преобразователя новой двухключевой топологии.

Обратноходовая топология, как уже было сказано, чрезвычайно популярна и широко используется в изолированных DC/DC-преобразователях постоянного тока [1–4]. Эту топологию разработчики источников питания самого различного назначения предпочитают за ее простоту, способность формировать сразу несколько изолированных выходов и легкую оптимизацию их рабочего цикла, при этом нужно лишь выбрать коэффициент трансформации для обратноходового трансформатора. Простота частично основана на том, что в обычных конвертерах обратного хода предусмотрен один ключ на силовом МОП-транзисторе, который находится на первичной стороне преобразователя и работает относительно ее «земли». Этим обеспечивается надежное управление его затвором.

Однако недостатком этого подхода является то, что напряжение на транзисторе ключа  представляет собой сумму входного напряжения, напряжения, отраженного от трансформатора, и всплеска напряжения при выключении. Такой всплеск вызван индуктивностью рассеивания, которая является общей проблемой всех обратноходовых DC/DC-преобразователей. Индуктивность рассеивания, присущая всем реальным силовым трансформаторам, особенно серьезно проявляет себя при высоком напряжении на входной шине постоянного тока (она часто формируется от входного напряжения переменного тока, которое выпрямляется и фильтруется емкостным фильтром) или при малых нагрузках [5].

Как правило, обратноходовые преобразователи выполняются по одноключевой схеме. Добавление второго ключа на МОП-транзисторе (с высокой стороны) приводит к обратноходовой топологии с двумя ключами, где всплески напряжения на каждом отдельном МОП-транзисторе ограничиваются до уровня напряжения входной шины постоянного тока. При этом энергия выброса, которая, как уже было сказано, является следствием неизбежной в реальном мире индуктивности рассеивания, также ограничивается и возвращается обратно на вход для повышения общей эффективности (КПД) преобразователя. Диссипативная схема демпфера, часто необходимая в решении с одним ключом, здесь не требуется. Кроме того, в двухключевой топологии могут использоваться МОП-транзисторы с номинальными рабочими напряжениями сток-исток, лишь ненамного превышающими напряжение входной шины постоянного тока, тогда как для одноключевой топологии нужно, чтобы максимально допустимое напряжение сток-исток ключа как минимум вдвое превышало наибольшее из возможных значений напряжения входной шины постоянного тока.

На первый взгляд из-за добавления лишнего транзистора потери в схеме должны возрасти, но на практике они уменьшаются. Так, при максимальном входном напряжении шины постоянного тока 150 В используют МОП-транзистор с максимально допустимым напряжением сток-исток, с учетом технологического запаса, не менее чем 400 В. При двухключевой топологии требуемое напряжение сток-исток уменьшается в два раза, а следовательно, сокращается и сопротивление канала ключа в открытом состоянии, что характерно для низковольтных МОП-транзисторов. Как правило, сопротивление двух последовательно включенных более низковольтных транзисторов оказывается меньше, чем сопротивление одного ключа с напряжением сток-исток 400 В.

Естественно, в двухключевой реализации сложность схемы возрастает, но для многих приложений эта добавленная сложность и увеличение количества ключей в двухключевых обратноходовых DC/DC-преобразователях не слишком большая цена за полученные преимущества. Особенно это явно для DC/DC-преобразователей, работающих от высоковольтных шин с относительно высоким уровнем выходного напряжения, так как высоковольтные МОП-транзисторы довольно дороги и имеют большое сопротивление канала в открытом состоянии, что негативно сказывается на КПД такого решения.

Обычный двухключевой обратноходовой DC/DC-преобразователь

Рис. 1. Обычный двухключевой обратноходовой DC/DC-преобразователь

Однако тут не все так просто и радужно. Дело в том, что коэффициент заполнения (скважность) для обратноходового DC/DC-преобразователя, выполненного по обычной двухключевой топологии, не может превышать 50%, что является недостатком, свойственным традиционным двухключевым прямоходовым DC/DC-преобразователям [6, 7]. Кроме того, напряжение размагничивания трансформатора не может быть больше входного напряжения, потому что в схеме, приведенной на рис. 1, имеются два диода D3 и D4, которые ограничивают напряжение в первичной обмотке до уровня входного напряжения. Когда отраженное выходное напряжение на первичной стороне трансформатора выше входного напряжения, то большая часть энергии намагничивания, а также энергии, накопленной в индуктивности рассеивания, возвращается на вход схемы в шину питания. Да и сами ключи такого преобразователя работают в условиях жесткого переключения. Из-за этих недостатков он не может использоваться в приложениях с коррекцией коэффициента мощности (power factor correction, PFC) [8, 9].

Для того чтобы преодолеть эти проблемы, в данной статье предлагается новый подход к топологии двухключевого обратноходового DC/DC-преобразователя, отличающейся мягким переключением и широким диапазоном входных напряжений, а кроме того, еще и рекуперативным демпфером. Благодаря относительно простой конфигурации схемы, состоящей из минимального количества компонентов, и учитывая то, что в цепи демпфирования используются только пассивные компоненты для обеспечения мягкого переключения по нулю напряжения, предлагаемый DC/DC-преобразователь может управляться одним общим сигналом с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). В результате мы имеем недорогую конфигурацию схемы и простую схему управления. Коэффициент заполнения предлагаемого преобразователя может составлять более 50%, а передача энергии от намагниченной катушки на вторичную сторону трансформатора возможна даже в случае, если отраженное выходное напряжение выше входного напряжения преобразователя.

В следующем разделе будут обсуждаться ограничения диапазона рабочего напряжения в обычном двухключевом обратноходовом DC/DC-преобразователе, далее будет проведен подробный анализ предлагаемой топологии. В завершение приведены экспериментальные данные, полученные в ходе испытаний прототипа предлагаемого решения.

 

Причина ограничения рабочего диапазона в обычном двухключевом обратноходовом DC/DC-преобразователе

В режиме непрерывных токов (continuous conduction mode, CCM), когда ток через индуктивность не падает до нуля, выходное напряжение схемы, приведенной на рис. 1, определяется следующим выражением:

Формула

где n — коэффициент трансформации трансформатора, а D — коэффициент заполнения.

Если эффективность обратноходового преобразователя равна единице, то выходная мощность в режиме прерывистых токов (discontinuous conduction mode, DCM) может быть выражена как:

Формула

где L1 — индуктивность первичной обмотки; Ip — пиковый ток в обмотке L1; fs — рабочая частота преобразования; Rо — сопротивление нагрузки; D — коэффициент заполнения; Ts — период переключения.

Из уравнения (2) и (3) выходное напряжение в режиме DCM определяется как:

Формула

На рис. 1 оба ключа включаются и выключаются одновременно, как и в двухключевом прямоходовом преобразователе (не путайте с двухтактным: там ключи переключаются поочередно!). Работу обратноходового трансформатора проще и понятнее всего описать на примере решения с двумя обмотками. Энергия в таком трансформаторе подается на его первичную обмотку, когда ключи первичной цепи S1 и S2 открыты; затем, когда ключи разомкнуты, энергия выделяется на вторичной обмотке трансформатора. Это происходит в случае, если отраженное в первичную обмотку трансформатора напряжение nVo оказывается ниже входного напряжения Vi преобразователя. Однако эта энергия также возвращается на входную шину, если nVo выше Vi (рис. 2). Но в обычной двухключевой топологии, для того чтобы перенести накопленную в сердечнике энергию во вторичную цепь, в установившемся состоянии nVo должно быть ниже Vi. Следовательно, из формул (1) и (4) ограничения в рабочем диапазоне схемы, приведенной на рис. 1, могут быть рассчитаны как:

D< 0,5 для режима CCM,

Формула     для режима DCM.

Режим возврата накопленной энергии в схеме, представленной на рис. 1, в условиях nVo>Vi

Рис. 2. Режим возврата накопленной энергии в схеме, представленной на рис. 1, в условиях nVo>Vi

 

Предлагаемый двухключевой обратноходовой DC/DC-преобразователь

Описание схемного решения

Схема предлагаемого двухключевого обратноходового DC/DC-преобразователя показана на рис. 3. Этот преобразователь состоит из двух управляемых ключей (S1, S2) на мощных МОП-транзисторах, обратноходового трансформатора T, блокирующего диода Db и двух пассивных схем рекуперативного демпфера, которые состоят из двух диодов (D3, D4), двух индуктивностей (Ls1, Ls2), двух конденсаторов (Cs1, Cs2) и диода DP. Диод DP используется для приема энергии от индуктивности рассеивания и передачи ее в конденсаторы Cs1 и Cs2, когда оба ключа выключены, а затем рекуперирует эту энергию на вход Vi. Диод Db вставлен для подавления паразитного резонанса между индуктивностью трансформатора и окружающими его конденсаторами. Кроме того, вставка диода Db обеспечивает переключение при нулевом напряжении для ключей S1 и S2 при их выключении. Таким образом, уменьшенные потери на переключение S1 и S2 компенсируют потери проводимости на диоде Db.

Предлагаемый двухключевой обратноходовой DC/DC-преобразователь

Рис. 3. Предлагаемый двухключевой обратноходовой DC/DC-преобразователь

Принцип работы предлагаемого двухключевого обратноходового DC/DC-преобразователя

На рис. 4 показана работа предлагаемого преобразователя в стационарном режиме, при этом нами сделаны следующие предположения и допущения:

  1. Ключи и все компоненты, связанные с коммутацией, являются идеальными.
  2. Индуктивности Ls1 и Ls2 равны, Ls1=Ls2=Ls.
  3. Конденсаторы Cs1 и Cs2 равны, Cs1=Cs2=Cs.
  4. Выходные емкости транзисторов ключей идентичны, Coss1=Coss2=Coss.
  5. Пульсации выходного напряжения малы и ими можно пренебречь.
  6. Преобразователь работает в режиме DCM. Типичные формы сигналов напряжения и тока для предлагаемой топологии схемы показаны на рис. 5.

Режимы работы схемы, приведенной на рис. 3

Рис. 4. Режимы работы схемы, приведенной на рис. 3

Основные теоретические формы сигналов предлагаемого преобразователя

Рис. 5. Основные теоретические формы сигналов предлагаемого преобразователя

Работа этой схемы в установившемся режиме может быть описана следующим образом (для удобства здесь будем использовать термин «режим», в котором описываются те или иные особенности поведения рассматриваемой схемы в определенные промежутки времени):

Режим 1 (t0t1). В момент времени t0 в соответствии с коэффициентом заполнения D описываемого преобразователя ключи S1 и S2 одновременно включаются при условии нулевого тока. Первичная сторона трансформатора ограничивается на уровне входного напряжения (входной шины напряжения постоянного тока). Ток первичной цепи проходит через ключи S1 и S2 и линейно возрастает. Начинается частичный резонанс контура, образованного индуктивностью Ls и емкостью Cs. Предполагая, что vcs (0) = VP/2, а iLs (0) = 0, уравнения для тока iLS в катушке резонансного контура и напряжения vCS на его конденсаторе в этом режиме работы могут быть выражены как:

Формула

где ωs = 1/LSCS — резонансная угловая частота, а ZS = LS/CS — характеристический импеданс контура. С другой стороны, ток через ключи S1 и S2 можно получить из тока первичной стороны трансформатора обратного хода и резонансного тока его индуктивности. Исходя из этих соображений, ток открытого ключа может быть представлен как:

Формула

Режим 2 (t1t2). Первоначально, при t1, vCS равно –Vi/2, а iLs равно

Формула

Диод DP, для того чтобы обеспечить путь для тока рекуперации, открыт. Для восстановления энергии ток iLs протекает через петлю рекуперации, состоящую из диодов D3, D4, DP, индуктивностей Ls1, Ls2 и источника входного напряжения Vi. Соответственно, ток рекуперации может быть представлен как:

Формула

Ток первичной стороны обратноходового трансформатора протекает через открытые силовые ключи. При этом напряжение на конденсаторе vcs ограничивается на уровне –Vi/2, а ток рекуперации iLs уменьшается до нуля.

Режим 3 (t2t3). В этом режиме индуктивность L1 и индуктивность рассеивания Llk утечки заряжаются линейно от источника входного напряжения Vi. В момент времени t3 пиковый ток первичной стороны трансформатора может быть определен как:

Формула

где Ts = 1/fs.

Режим 4 (t3t4). В соответствии с коэффициентом заполнения D в момент времени t3 ключи S1 и S2 одновременно выключаются при мягком переключении с нулевым напряжением. При этом диод DP начинает проводить ток, выходная емкость МОП-транзисторов Coss заряжается, а напряжение на ключах линейно увеличивается с определенным наклоном. Напряжение на конденсаторе CS линейно изменяется от –Vi/2 до nVo/2. При этом напряжение на ключах и напряжение vS на конденсаторе CS определяются следующим образом:

Формула

Режим 5 (t4t5). В момент времени t4 напряжение 2vcs равно nVo, и выходной диод Do начинает проводить ток. Выходной ток постепенно возрастает, и ток индуктивности рассеивания начинает уменьшаться. Из эквивалентной схемы режима 5 уравнения для тока индуктивности ilk рассеивания и напряжения на конденсаторе vC могут быть выражены как:

Формула

где

Формула

В момент времени t5 ток ilk падает до нуля, а пиковое напряжение конденсатора CS определяется как:

Формула

Подставляя выражения (4) и (9) в уравнение (12), получаем:

Формула

Что касается максимального напряжения сток-исток на выключенных МОП-транзисторах ключей S1 и S2, то оно определяется следующим образом:

Формула

Режим 6 (t5t6). В момент времени t5 ток ilk падает до нуля. Весь оставшийся накопленный в индуктивности рассеивания ток передается на выход. При этом напряжение на первичной стороне трансформатора равно nV0.

Режим 7 (t6t7).Ток во вторичной обмотке трансформатора в момент времени t6 уменьшается до нуля. Выходной конденсатор разряжается через сопротивление нагрузки, а ключи S1 и S2 в момент времени t7 включаются, и запускается следующий цикл преобразования энергии.

 

Данные экспериментальной проверки прототипа предлагаемого решения

Начальные условия для создания прототипа

Для выбора и гарантирования оптимальных параметров рассматриваемого обратноходового преобразователя нам необходимо соблюдать некоторые практические условия. Для достижения нулевого напряжения при переключении, когда ключи S1 и S2 выключены, напряжение VP должно быть выше напряжения Vi. Используя формулу (13), эти условия задаем как:

Формула

Минимальное время включения МОП-транзисторов ключей S1 и S2 должно быть больше, чем полный разрядный цикл конденсаторов Cs1 и Cs2:

Формула

Из (10) максимальная скорость нарастания напряжения dv/dt при выключении МОП-транзисторов ключей S1 и S2 должна быть не более

Формула

Наконец, из (7) максимальная скорость нарастания тока di/dt при включении МОП-транзисторов ключей S1 и S2 должна быть равна

Формула

Экспериментальная плата

Для того чтобы определить целесообразность практического применения предлагаемого двухключевого обратноходового преобразователя, прототип схемы которого показан на рис. 3, была выполнена его практическая реализация со следующими условиями:

  • входное напряжение шины напряжения постоянного тока: 200 В;
  • выходное напряжение: 80 В.

Далее приведены параметры и компоненты схемы, используемые в эксперименте: рабочая частота fs = 35 кГц, n = 2,4, индуктивность первичной обмотки обратноходового трансформатора L1 = 1,33 мГн, индуктивность рассеивания Llk = 38 мкГн, номинальная емкость конденсаторов Cs1 = Cs2 = 4,4 нФ, индуктивность Ls1 = Ls2 = 200 мкГн. В качестве силовых ключей S1 и S2 используются транзисторы IRF840. В качестве диодов Db, D3 и D4 выбраны диоды DSEI 12-06A. В качестве диодов Do и Dp используются диоды DSEI 30-10A.

Практическая реализация индуктивностей Ls1 и Ls2

Рис. 6. Практическая реализация индуктивностей Ls1 и Ls2

На рис. 6 показана комбинированная индуктивность, примененная для реализации индуктивностей Ls1 и Ls2. Первичная и вторичная индуктивности связанной катушки — для эффективного достижения необходимых для данного эксперимента двух катушек индуктивности по 200 мкГн — составляют 100 мкГн соответственно. Схема управления показана на рис. 7. Для управления двумя МОП-транзисторами ключей S1, S2 используются сигналы управления заторами Vg1, Vg2.

Схема управления и соответствующие ей диаграммы

Рис. 7. Схема управления и соответствующие ей диаграммы

Полученные в ходе практической реализации формы напряжения и тока силового МОП-транзистора ключа S2 для коэффициента заполнения D = 0,41 показаны на рис. 8. Из уравнений (9) и (12) ток IP первичной обмотки трансформатора и пиковое напряжение VP на конденсаторе Cs1 составляют 1,76 А и 423 В соответственно. Из уравнения (14) максимальное напряжение на выключенном МОП-транзисторе ключа S2 в данных начальных условиях составляет 311,5 В.

Экспериментально полученные диаграммы токов и напряжений: s2v (100 В/дел) и is2 (1 A/дел); развертка: 2,5 мкс/дел

Рис. 8. Экспериментально полученные диаграммы токов и напряжений: s2v (100 В/дел) и is2 (1 A/дел); развертка: 2,5 мкс/дел

Из экспериментально полученных временных диаграмм видно, что транзистор ключа открывается при условии нулевого тока и выключается при условии нулевого напряжения, что хорошо согласуется с теоретическими выкладками.

Экспериментально полученные диаграммы токов и напряжений: vcs2 (100 В/дел.) и IDp (1 A/дел.): развертка: 5 мкс/дел.

Рис. 9. Экспериментально полученные диаграммы токов и напряжений: vcs2 (100 В/дел.) и IDp (1 A/дел.): развертка: 5 мкс/дел.

Напряжение на конденсаторе Cs2 и ток через Dp, измеренные на экспериментальной плате прототипа двухключевого обратноходового преобразователя, проиллюстрированы на рис. 9. Из рис. 5 теоретические пиковые положительные и отрицательные значения vcs2 равны 211,5 В (то есть VP/2) и –100 В (то есть –Vi/2) соответственно. Что касается тока рекуперации, из формы сигнала iDp мы можем видеть, то этот ток возникает после достижения напряжения vcs2 уровня –100 В. На рис. 10 показаны реальные формы напряжения vcs2 и тока iLs2. Согласно уравнению (6) импеданс резонансного контура Zs равен 213 Ом, а пиковое значение резонансного тока соответственно равно 0,99 А.

Экспериментально полученные диаграммы токов и напряжений: vcs2 (100 В/дел.) и iLs2 (1 A/дел.); развертка: 5 мкс/дел.

Рис. 10. Экспериментально полученные диаграммы токов и напряжений: vcs2 (100 В/дел.) и iLs2 (1 A/дел.); развертка: 5 мкс/дел.

На рис. 11 показаны экспериментально полученные диаграммы напряжений на МОП-транзисторах ключей S1, S2 и конденсаторах Cs1, Cs2. Из этих данных можно проверить, что напряжения vs1 и vcs1 идентичны соответственно напряжениям vs2 и vcs2.

Экспериментально полученные диаграммы напряжений: vs1 и vs2 (100 В/дел.) (а); vcs1 и vcs2 (100 В/дел.); развертка: 5 мкс/дел.

Рис. 11. Экспериментально полученные диаграммы напряжений: vs1 и vs2 (100 В/дел.) (а); vcs1 и vcs2 (100 В/дел.); развертка: 5 мкс/дел.

На рис. 12 показано напряжение на МОП-транзисторе ключа S2 и ток через выходной диод Do. Эти экспериментальные результаты также подтверждают теоретические формы колебаний, показанные на рис. 5.

Экспериментально полученные диаграммы токов и напряжений: vs2 (100 В/дел.) и iDo (2 A/дел.); развертка: 5 мкс/дел.

Рис. 12. Экспериментально полученные диаграммы токов и напряжений: vs2 (100 В/дел.) и iDo (2 A/дел.); развертка: 5 мкс/дел.

На рис. 13 представлена фактически измеренная эффективность (КПД) предлагаемой двухключевой схемы обратноходового преобразователя в зависимости от его нагрузки (выходной мощности). Максимальный КПД разработанного прототипа обратноходового преобразователя составляет 92,5%.

Измеренная зависимость КПД прототипа двухключевого обратноходового преобразователя от выходной мощности. Условия измерения: Vi = 200 В, Vo = 80 В

Рис. 13. Измеренная зависимость КПД прототипа двухключевого обратноходового преобразователя от выходной мощности. Условия измерения: Vi = 200 В, Vo = 80 В

Кроме того, на рис. 14 показаны экспериментально полученные формы входного напряжения и потребляемого преобразователем тока. Измеренный входной коэффициент мощности составляет 0,98, что является достаточно высоким показателем и не требует применения корректора коэффициента мощности. Это, несомненно, еще одно преимущество рассматриваемой топологии обратноходового преобразователя.

Формы входного напряжения и потребляемого тока прототипа двухключевого обратноходового преобразователя. Внешняя трасса — напряжение питающей сети переменного тока v в масштабе 100 В/дел.; внутренняя трасса — потребляемый ток от питающей сети переменного тока i в масштабе 0,2 A/дел.; развертка: 5 мс/дел.

Рис. 14. Формы входного напряжения и потребляемого тока прототипа двухключевого обратноходового преобразователя. Внешняя трасса — напряжение питающей сети переменного тока v в масштабе 100 В/дел.; внутренняя трасса — потребляемый ток от питающей сети переменного тока i в масштабе 0,2 A/дел.; развертка: 5 мс/дел.

 

Заключение

В статье предлагается топология двухключевого обратноходового преобразователя с мягким переключением, широким диапазоном входных напряжений и рекуперативным ограничением. Напряжение на каждом силовом МОП-транзисторе ключей ограничивается на должном уровне, предотвращающем их перегрузку по напряжению сток-исток. Энергия, накопленная индуктивностью рассеивания, не только демпфируется, но и возвращается обратно на вход преобразователя и используется для повышения КПД преобразования.

Благодаря простой конфигурации предлагаемой схемы, состоящей из минимального числа компонентов, и учитывая, что в цепях ограничения используются только пассивные компоненты для обеспечения мягкого переключения по нулевому напряжению, предлагаемый преобразователь может управляться одним общим сигналом с ШИМ, что предполагает недорогую конфигурацию схемы и простоту реализации схемы управления.

Коэффициент заполнения предлагаемого преобразователя может составлять более 50%, а передача энергии намагничивающей катушки индуктивности на вторичную сторону трансформатора возможна даже в случае, если отраженное выходное напряжение выше входного напряжения шины постоянного тока.

В статье сделан подробный анализ схемотехники обратноходовых преобразователей, представлены данные для проектирования и реализация эффективной двухключевой схемы. Полученные в ходе экспериментальной оценки предлагаемого решения результаты показали, что этот двухключевой преобразователь может функционировать весьма эффективно, с коэффициентом мощности, характерным для схем, использующих для подобной цели корректор коэффициента мощности.

Литература
  1. Ninomia T., Tanaka T., Harada K. Analysis andoptimization of a nondissipative LC turn-off snubber // IEEE Trans. Power Electron. 1988 Vol. 3. n 2.
  2. Tsai F., Markowski P., Whitcomb E. Off-lineflyback converter with input harmonic current correction. Proc. IEEE-INTELEC’96, 1996.
  3. Singh B., Chaturvedi G. D. Analysis, Design and Development of a Single Switch Flyback Buck-BoostAC-DC Converter for Low Power Battery ChargingApplications // Journal of Power Electronics. 2007. Vol. 7. n 4.
  4. Lee B. H., Kim C. E., Park K. B., Moon G. W. A NewSingle-Stage PFC AC/DC Converter with LowLink-Capacitor Voltage. // Journal of Power Electronics. 2007. Vol. 7. n 4.
  5. Zhao Q., Lee F. C., Tsai F. Voltage and current stressreduction in single-stage power factor correction AC/DCconverters with bulk capacitor voltage feedback. // IEEE Trans. Power Electron. 2002. Vol. 17. n 4.
  6. Gu Y., Gu X., Hang L., Lu Z., Qian Z. Improvedwide range dual switch flyback dc/dc converters. Proc.IEEE-APEC’04, 2004.
  7. Wei Y., Wu X., Gu Y., Ma H. Wide range dualswitch forward-flyback converter with symmetrical RCDclamp. Proc. IEEE-PESC’05, 2005.
  8. Siu K. W., Lee Y. S. A novel high-efficiency flybackpower-factor-correction circuit with regenerative clampingand soft switching // IEEE Trans. Circuits Syst. Vol. 47, no. I,
  9. Zhao J., Dai F. Soft-switching two-switch flybackconverter. Proc. IEEE-ICIEA’08, 2008.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.

hentao pornnporn.com telugu chatting west indies open sex youpornhindi.com first night xxnx maja mallika tamil dirty story xxxfiretube.com teen xxnx xxxxu indianpornsearch.com pooja kumar sex 喉奥性感イラマ痴女 浜崎真緒 javsextube.com 君嶋真由 i love porn sexxxymovs.com mallusexvideos tomcat doujinshi bluhentai.com tiny boobs giant tits history sequel black dog hentai mobhentai.com hentai onee chan jammu blue film indiananalfuck.com indian incest xvideos mugen fc2 javwhores.mobi 巨乳 あげ افلام نيك مترجم cyberpornvideos.com طيذ momteachessex indianxxxonline.com house wife x videos 君嶋真由 freejavonline.mobi クローゼット 寝取られ sexx tamil indianfuckass.com bengali milf mia khalifa hard fuck pelisporno.org newsexstory