Мощные высоковольтные источники питания. Часть 4

Предыдущая часть статьи.

Все статьи цикла.

В статье [1] приводятся сведения об областях применения мощных высоковольтных источников питания и их классификация. Рассмотрены существенные отличия ВВИП от низковольтных источников питания и дан обзор структур построения мощных ВВИП в аспекте их развития. В работе [2] отмечаются особенности высоковольтных (ВВ) блоков и модулей источников высокого напряжения и приводятся основные характеристики входящих в них высоковольтных компонентов. Также изложены принципы и элементы технологии изготовления ВВ-блоков и модулей, в том числе характеристики изоляционных материалов.

В работе [3] рассмотрены некоторые ВВИП большой мощности с импульсным выходом, для краткости обозначенные термином «импульсные ВВИП» или «высоковольтные импульсные генераторы или модуляторы». Приведены основные области их применения:

1. специальные испытательные установки для генерации мощных ВВ-импульсов;
2. рентгеноимпульсные аппараты для диагностики и дефектоскопии различных металлоизделий;
3. рентгенолюминесцентные сепараторы (сортировщики) для выделения алмазов в алмазосодержащей руде и т. д.

Также в статье [3] конкретно анализируются применения ВВИП типа б) и в), исходя из известной информации и личного опыта авторов. Приведены основные схемы формирования высоковольтных импульсов. Даны сведения об основных узлах и компонентах импульсных ВВИП, включая рентгеновские импульсные трубки, высоковольтные коммутаторы (разрядники, тиратроны, полупроводниковые приборы), ВВ-импульсные трансформаторы. Большое внимание уделено описанию и особенностям работы высоковольтного импульсного источника питания рентгеновской трубки мощностью порядка 10 кВт в импульсе (33 кВ/330 мА) и с управлением на основе микроконтроллеров типа PIC16F877 фирмы Microchip.

В настоящей статье цикла рассматриваются ВВИП с выходом на постоянном токе на основе высокочастотных преобразователей для питания мощных электровакуумных приборов, в основном рентгеновских трубок. Рассмотрение для наглядности ведется на примере реальных моделей ВВИП.

Высоковольтный источник питания мощностью 3,5 кВт (55 кВ/60 мА)

Предварительно выскажем несколько соображений по истории проектирования преобразовательных ВВИП большой мощности. В частности, в 70–80-х гг. НПО «Буревестник» (Ленинград), ныне ОАО «НПП «Буревестник» (Санкт-Петербург) [4], на котором работали авторы, в числе прочей аналитической аппаратуры выпускало большими партиями (100 и более штук в год) рентгеновские аппараты (РА) для структурного анализа веществ. Это были дифрактометры общего назначения типа ДРОН: ДРОН-3 и ДРОН-4 в различных исполнениях. Неотъемлемой частью этих аппаратов являлся мощный 1–3-кВт высоковольтный до –(50–60) кВ источник питания рентгеновской трубки (РТ), например БСВ-30. Такой ВВИП должен иметь регулируемые в широком диапазоне параметры выхода как по высокому напряжению (U_в), так и по анодному току (I_a). Кроме того, он должен обладать высокой стабильностью поддержания U_в и I_a (десятые и сотые доли процента). Первоначально в этих целях использовался отечественный низкочастотный 50-Гц высоковольтный источник ИРИС-М1 для питания РТ с симисторным регулятором на сетевом входе, масляной изоляцией и водяным охлаждением ВВ- блока. Его выходные параметры: P_вых.max = 3/3,5 кВт; U_в = –(2–60) кВ; I_вых = I_а = 2–60 мА; нестабильность порядка ±(0,1–0,2)% (за 12 ч работы). Габаритные размеры — 1200×1130×1000 мм (объем V = 1360 дм³), масса — 500 кг, то есть удельные показатели составляют: по объему p_V = 2,6 Вт/дм³, по массе — p_M ≈ 6 Вт/кг [1]. По электрическим параметрам источник полностью удовлетворял всем требованиям рентгеновских аппаратов, но габаритные размеры и масса были недопустимо велики. Понятно, что использование такого крупногабаритного ВВИП резко снижало конкурентоспособность РА типа ДРОН-4 и последующих поколений. В связи с этим со средины 80-х гг. остро возник вопрос о замене блока ИРИС-М (или ИРИС-М1) на малогабаритный ВВИП, построенный на основе высокочастотного (ВЧ) преобразователя. Это позволило бы также или значительно уменьшить объем трансформаторного масла в высоковольтном блоке (генераторном устройстве, ГУ), применяемом для изоляции высоковольтного трансформатора и умножителя напряжения, или вообще обойтись без него. Подобные высоковольтные источники уже давно выпускались за рубежом. В этой связи в 1987 г. НПО «Буревестник» при поддержке Министерства приборостроения СССР был закуплен источник высокого напряжения модели Kristalloflex 710H фирмы Siemens для последующего воспроизводства.

ВВИП Kristalloflex 710H [5] выполнен с преобразованием на повышенной частоте (20 кГц) и имеет следующие параметры: U_в = (20–55) кВ, I_a = (5–60) мА, Р_вых.max = 2,7 кВт. Нестабильность ≤±0,02% при работе от однофазной сети 220 В 50(60) Гц; коэффициент пульсаций Кп≤5%. Габаритные размеры 438×253×704 мм; масса 75 кг, то есть удельная мощность составляет: по объему p_V = 35 Вт/дм³, по массе — p_M = 36 Вт/кг.

Схема высоковольтного источника питания Kristalloflex 710H (Siemens)

Рассмотрим упрощенную схему ВВИП модели Kristalloflex 710H, выполненную на основе его технического описания и представленную на рис. 1.

Рис. 1. Схема преобразовательного ВВИП мощностью 3,5 кВт (55 кВ/60 мА) типа Kristalloflex 710H фирмы Siemens

Структурно ВВИП модели Kristalloflex 710H включает в себя:

• устройство включения (УВкл);
• управляемый тиристорный выпрямитель-удвоитель (ТВУ) с устройством управления УУ1;
• мостовой транзисторный инвертор (И) с устройством управления УУ2;
• высоковольтный (ВВ) блок (или ГУ).

На схеме (рис. 1) достаточно подробно показан только стабилизированный канал U_в или стабилизатор высокого напряжения (СВН). Канал стабилизатора анодного тока (САТ) для простоты не изображен и представлен только узлом датчика aнодного тока I_a (R7) и выходным накальным трансформатором TV2 (все в ВВ-блоке).

В УВкл объединены: силовой автоматический пускатель K1 (или контактор), плавкий предохранитель, схема пуска при нулевом напряжении сети, детектор контроля сетевого напряжения, сетевой фильтр помех. В качестве ограничителя пусковых токов и токов заряда конденсаторов сетевого выпрямителя использован низкочастотный дроссель L1 без зазора (на схеме расположен в ТВУ).

Назначение управляемого ТВУ — повысить напряжение питания U_o инвертора (И) для уменьшения тока через его ключевые транзисторы, а также стабилизировать U_o для получения более высокого качества высокого напряжения U_в. (Отметим, что в настоящее время при питании от однофазной сети переменного тока и мощности до 3–5 кВт в этих целях используется активный корректор коэффициента мощности, описанный, например, в [1].) ТВУ выполнен по схеме однополупериодного удвоителя на тиристорах VS1, VS2 и конденсаторах С1, С2. Он позволяет получать на выходе стабилизированное напряжение питания, регулируемое в диапазоне U_о = +(120–400) В для мостового транзисторного инвертора в разных режимах работы. На выходе ТВУ включена цепь R3K1 (блок-контакт пускателя или контактора) для разряда конденсаторов С1, С2 большой емкости при выключении всего ВВИП. Управление тиристорами VS1, VS2 (U_RRM = 800 В, I_F AV = 40 A) осуществляется устройством фазо-импульсного управления УУ1 как по сигналу с выхода ТВУ, так и сигналами уставки напряжения из центрального устройства УУ2, в зависимости от рабочего поддиапазона.

Мостовой инвертор выполнен на транзисторах VT1–VT8 типа BUV98A (Philips) [6] — по две штуки параллельно в каждом плече. Параметры транзистора: U_CE0 = 450 В/U_CB0 = 1000 В, I_C = 30 А (60 А имп.), P_tot = 150 Вт; U_{CE sat} = 1,5 В; H_21E (H_EE) ≥ 5(при I_C = 6 А). В эмиттеры нижних транзисторов VT3 (VT4) и VT7(VT8) включены резисторы R4, R6, используемые как датчики тока перегрузки инвертора. Для простоты в схеме не показаны снабберы (VDRC-цепи) в каждом плече моста, ограничивающие скорость нарастания напряжения на коллекторах транзисторов VT1–VT8. Резонансный характер нагрузки инвертора, из-за паразитных параметров (L_s, C_s) ВВ-трансформатора TV1, обеспечивает минимальные коммутационные потери мощности в транзисторах в момент их выключения. Для исключения подмагничивания высоковольтного трансформатора первичная обмотка высоковольтного трансформатора TV1 подключена через разделительный конденсатор С3 последовательно с демпфирующим резистором R5. Управление ключевыми транзисторами VT1–VT8 производится последовательностями разнополярных импульсов, сдвинутыми по фазе на 180° с паузой между ними («мертвое время») через управляющие трансформаторы (на схеме не показаны) с выходов центрального устройства управления УУ2. Изменение параметров импульсов происходит по сигналу обратной связи (ОС) с делителя высокого напряжения (ДВН) на резисторах R27–R32 в высоковольтном блоке.

Высоковольтный блок включает в себя:

• высоковольтный трансформатор TV1;
• умножитель напряжения по диодно-мостовой псевдосимметричной схеме (диоды VD1–VD14, конденсаторы C5–C16);
• датчик обратной связи по анодному току I_a: R7, C4, разрядник F1;
• датчик обратной связи по высокому (анодному) напряжению — ДВН из резисторов R27–R32, разрядник F3;
• токоограничительные резисторы R9–R26 (всего 18);
• резистор R8 — задатчик тока компенсации;
• высокопотенциальный трансформатор TV2 питания цепи накала РТ;
• датчик температуры внутри масла на термопаре (на схеме не показан).

ВВ-трансформатор TV1 выполнен на сердечнике из четырех ферритов типа ПП 90×80×30 мм с высокой магнитной проницаемостью, имеющем зазоры для ослабления подмагничивания и одновременно охлаждения. Обмотки расположены на одном керне. Первичная обмотка w₁ — бескаркасная прямоугольной конфигурации, ближайшая к керну. Вторичная обмотка w₂ — трапецеидальная, из нескольких секций, выполненная виток к витку проводом с повышенными изоляционными свойствами. ВВ-обмотка имеет барьерную изоляцию от второго керна сердечника. ВВ-умножитель собран на высоковольтных быстродействующих диодах (U_RRM = 10 кВ, I_F AV = 100 мА) фирмы ASSY по два диода последовательно в каждом выпрямительном элементе VD_i (VD1–VD14). Малогабаритные конденсаторы 10 нф/8 кВ (∅16×44 мм) фирмы Siemens [5], обозначенные на схеме как C_j (C6–C16), соединены последовательно-параллельно с увеличением числа конденсаторов по мере удаления от низковольтной ступени умножения. Правила соединения высоковольтных компонентов описаны авторами в [2]. Каждый из конденсаторов C_j зашунтирован разрядным высоковольтным резистором R с сопротивлением 48 МОм.

Токоограничительные объемные резисторы R9–R26 типа отечественных ТВО-10 Вт (суммарное сопротивление R_o = 1,78 кОм × 18 шт. ≈ 32 кОм) включены последовательно с выходом умножителя. Компенсация влияния падения высокого напряжения на токоограничительных резисторах R9–R26, включенных вне контура ОС по высокому напряжению, производится с помощью резистора R8. ДВН состоит из пяти высоковольтных (20 кВ) высокоомных (40 МОм ±1%) резисторов R27–R31 (мощностью не менее 5 Вт), соединенных последовательно, с суммарным сопротивлением 200 МОм, т. е. ток через ДВН равен I_ДВН ≈ 0,27 мА. Низковольтный резистор R32 имеет cопротивление 20 кОм. Выходы сигналов ОС по анодному току и высокому напряжению с датчиков I_a и U_в, а также схемы компенсации (R8, VD15) защищены от пробоя искровыми разрядниками F1–F3. Высоковольтный блок выполнен в металлическом кожухе, заполненном трансформаторным маслом, и имеет устройство воздушного охлаждения посредством мощных вентиляторов.

В источнике Kristalloflex 710H предусмотрены следующие виды защит от перегрузок и аварий по высоковольтному выходу со световой индикацией на лицевой панели блока управления:

• от недопустимых изменений питающего сетевого напряжения (выход за допуск или пропадание напряжения) — путем выключения;
• от токовых перегрузок и коротких замыканий (КЗ) — выключением инвертора, ТВУ и контактора в УВкл, а также разрядом конденсаторов большой емкости в ТВУ;
• от перенапряжений:
  • включением упомянутых токоограничительных резисторов R9–R26, устойчивых к кратковременным перенапряжениям большой величины;
  • срабатыванием триггерной защиты в УУ1 при превышении допустимой величины сигнала обратной связи по напряжению с ДВН;
• от обрыва цепи накала нагрузки (РТ);
• от пропадания высокого напряжения;
• от превышения допустимой мощности на выходе (нагрузке), поскольку P_вых max = 2,7 кВт > U_{в max} × I_{а max} = 55 кВ × 60 мА = 3,3 кВт;
• от недопустимого перегрева масла в ВВ-блоке — с помощью датчика температуры на термопаре.

Об истории разработки отечественного аналога высоковольтного источника питания Kristalloflex 710H (Siemens)

В общем контексте статьи определенный интерес представляют проблемы разработки в то время отечественного аналога ВВИП типа Kristalloflex 710H с учетом возможностей отечественных компонентов. В принципе, они характерны для многих изделий подобного рода, кроме, возможно, изделий военного назначения, и в том или ином виде существуют и в настоящее время.

Натурный образец источника Kristalloflex 710H (Siemens) вместе с техническим описанием был изучен в НПО «Буревестник» ведущими специалистами Старчиковым А. Н. и Власовым К. К. Несмотря на наличие полномасштабного аналога, основные трудности были связаны, прежде всего, с определением возможности осуществления адекватных замен силовых компонентов (транзисторов BUV 98 А и антипараллельных диодов к ним), высоковольтных диодов и некоторых других компонентов [7]. Также требовали серьезной проработки вопросы рациональной структуры преобразовательного ВВИП, обеспечения его устойчивой работы в разных режимах. Особое значение имело создание надежной комплексной защиты.

Первоначально рассматривалась возможность прямых замен компонентов. Так, мощный транзистор BUV 98A (U_CE0 = 450 В/U_CB0 = 1000 В, I_C = 30 А/60 А имп, P_tot = 150 Вт) можно было бы заменить параллельным соединением нескольких отечественных транзисторов, например:

• КТ840А (U_CE0 = 400 В/U_CB0 = 900 В, I_C = 6 А (8 А имп), P_tot = 60 Вт) — 6 шт.;
• КТ841А (U_CE0 = 400 В/U_CB0 = 600 В, I_C = 10 А (15 А имп), P_tot = 50 Вт) — 5 шт.;
• КТ872А (U_CE0 = 700 В/U_CB0 = 1500 В, I_C = 8 А (15 А имп), P_tot = 100 Вт) — 5 шт.

При этом необходимо было дополнительно: а) включать симметрирующие резисторы в эмиттер каждого транзистора; б) производить определенный отбор транзисторов, избегая, например, использования образцов транзисторов с аномально хорошими параметрами (значительно лучшими, чем средний уровень). Для применения в качестве обратно включенных (антипараллельных) диодов для транзисторов можно было использовать 3–4 последовательно соединенных быстродействующих диода типа КД2997 (U_RRM = 200 В, I_{F AV} = 30 А, f_max = 100 кГц). Примерно так же обстояло дело и с выбором отечественных ВВ-диодов. В наличии практически были только маломощные высоковольтные столбы типа КЦ106Г с параметрами: U_RRM = 10 кВ, I_{F AV} = 10 мА, f_max = 20 кГц. Для обеспечения тока порядка 60 мА требовалось параллельно включить не менее восьми таких столбов, то есть всего более 150 штук. При этом следовало отбирать их по величине прямого падения напряжения U_F. Определенную сложность представляло проектирование ВВ-трансформатора из-за отсутствия отечественных ферритовых сердечников с большим сечением и параметрами (B_m, потери), близкими к зарубежным.

По этим причинам начальные попытки проработать основные блоки по прямой аналогии с ВВИП типа Kristalloflex 710 H потерпели неудачу. Более реальными были усилия по разработке модулей и блоков преобразовательного ВВИП с мощностью 1(1,5) кВт. Тем более что для некоторых модификаций рентгеновских аппаратов типа ДРОН требовались облегченные режимы работы ВВИП, например: 30 кВ/30 мА; 40 кВ/25–30 мА; 50 кВ/20–25 мА. Далее можно было комплексировать в одном ВВИП разработанные менее мощные модули и блоки: параллельно — на стороне низкого напряжения, последовательно — на стороне высокого. (Отметим, что и в настоящее время разработка мощных ВВИП является далеко не простым делом, хотя трудностей с компонентами стало значительно меньше.) Заканчивая поучительную историю о разработке мощного источника высокого напряжения в конце 80-х гг., скажем, что в 90-х аппараты типа ДРОН-4, ДРОН-6 продолжали по-прежнему комплектоваться громоздкими низкочастотными ВВИП типа ИРИС-М, что вызывало все более серьезные претензии заказчиков. Учитывая все это, в 2001 г. было принято решение о приобретении импортных преобразовательных ВВИП типа Compact 3K5 итальянской фирмы Ital Structures [8], что экономически оказалось более выгодно, чем своя длительная разработка. Электрические параметры этого блока несколько лучше по параметрам ВВИП Kristalloflex 710H. К тому же сам блок выполнен на современных компонентах (IGBT, драйверы) и более совершенен по конструкции.

Высоковольтный источник питания 250 Вт (50 кВ/5 мА)

Кроме преобразовательных источников высокого напряжения мощностью в несколько киловатт, в ОАО «НПП «Буревестник» также существовала потребность в ВВИП на мощности в сотни ватт. К примеру, много лет не удавалось по разным причинам создать преобразовательный источник на 250–300 Вт для сканирующего рентгеновского спектрометра СПАРК-3. В самом начале 2000-х гг. на предприятии для модернизированного аппарата СПАРК-3М был разработан преобразовательный ВВИП-50 кВ/5 мА. В процессе создания этого источника было выполнено несколько версий, в том числе первая версия под руководством одного из авторов (Ланцов В. В.). В разработке ВВИП-50 кВ/5 мА принимали участие ведущие специалисты предприятия: блок управления — Кирсанов А. Л., Орлова Н. Е.; высоковольтный блок (ГУ) — Старчиков А. Н. и, в основном, Мищенко Л. С. Доработка ВВИП (вторая версия) и его испытания производились под руководством Орлова В. А. Вниманию читателей предлагается усовершенствованная (третья) версия этого источника, доработанная авторами статьи с заменой некоторых модулей и компонентов.

На рис. 2 представлена упрощенная схема преобразовательного ВВИП-50 кВ/5 мА.

Рис. 2. Схема преобразовательного ВВИП мощностью 250 Вт (50 кВ/5 мА) типа ВВИП-50/5

Структурно ВВИП-50кВ/5мА включает в себя:

Блок управления в составе:

• низковольтный источник вторичного электропитания (А1) с выходной мощностью до 350 Вт, имеющий пять выходных каналов: +200, +24, ±15 В; 1(+15 В.1 — 0 В.1 — -15 В.1); +15 В.2 (0 В.2);
• модуль ВЧ-преобразователя СВН (А2) на основе полумостового инвертора с питанием силовых ключей от напряжения +200 В, а управляющих драйверов — от +15 В.1 и +15 В.2;
• модуль преобразователя САТ (А3) на основе двухтактного инвертора с трансформатором TV1, питанием силовых ключей от напряжения +24 В, а управляющего драйвера — от +15 В.1;
• устройство управления (А4) с питанием от ±15 В.1.

Высоковольтный блок (ГУ) в составе:

• высоковольтные трансформаторы TV2, TV3;
• модули выпрямителей-умножителей В1, В2;
• накальный высокопотенциальный трансформатор TV4;
• датчик обратной связи (ОС) по анодному току I_а на резисторе R1;
• датчик ОС по высокому (анодному) напряжению –U_в(–U_а) — делитель высокого напряжения (ДВН) на резисторах R8–R20;
• защитные компоненты: варисторы R1, R4, токоограничительные резисторы R5–R7 и термоконтактор K.

Основные параметры компонентов ВВИП-50/5 в обобщенном виде приведены в таблице.

Низковольтный преобразовательный ИВЭ (А1)

ИВЭ (А1) — типа ПВГ-01 разработан и поставлен ЗАО НПП «ПИК» (Санкт- Петербург) [9]. Источник ПВГ-01 имеет следующие параметры:

• выходные напряжения и токи (U_вых/I_вых): +200 В/1,5 А; +24 В/1,5 А; ±15 В.1(+15 В.1 — 0 В.1 — –15 В.1)/0,3 А; +15 В.2/0,3 А, при этом канал +24 В имеет свой стабилизированный преобразователь;
• нестабильность выходных напряжений δU_вых при изменении: сетевого питания (+10%, –15%) ≤ 0,3%; тока нагрузки ≤ 0,5%;
• коэффициент пульсаций К_п ≤ 0,5%;
• частота преобразования 200 кГц;
• габаритные размеры 220×95×44 мм (V = 0,92 дм³), масса — 0,7 кг;
• удельная мощность p_V = 380 Вт/дм³.

Модуль преобразователя СВН (А2)

В этом модуле полумостовой инвертор образован силовыми ключами СК1, СК2 на N-канальных MOS-транзисторах VT1, VT2 типа IRFP 460 (International Rectifier) [10] и конденсаторами С10, С11. Параметры IRFP 460 (U_DSS = 500 В, I_D = 20 А, P_D = 280 Вт; R_DS on = 0,27 Ом; t_on/t_off = 77/170 нс) позволяют эффективно работать на частоте преобразования инвертора 20–24 кГц и получить высокий КПД. Для исключения подмагничивания высоковольтных трансформаторов TV2, TV3 в ВВ-блоке (ГУ), на выходе инвертора включен разделительный конденсатор С8 (2,2 мкФ, 400 В) последовательно с демпфирующим резистором R7 (1 Ом). Подавление выбросов напряжения при переключении VT1, VT2 осуществляется благодаря демпфирующим цепям R8C7, R10C9 (75 Ом, 1,5 нФ). ШИМ-управление ключевыми транзисторами VT1,VT2 производится через практически идентичные устройства управления УУ СК1, УУ СК2 (управляющие драйверы) с выходов центрального устройства управления УУ (А4). В составе каждого из УУ СК на входе имеется узел гальванической развязки на быстродействующей (t_on/t_off = 200/300 нс) оптопаре DA1 (DA3) с высоковольтной (2500 В) гальванической развязкой типа 6N136-SIE (Siemens) [5]. Каждая оптопарa работает на свой одноканальный драйвер DA2 или DA4 типа IR2125 (IR) [10], осуществляющий функции порогового формирователя сигналов, импульсного усилителя мощности и защиты от токовых перегрузок. Защита драйверами IR2125 транзисторов VT1, VT2 от токовых перегрузок производится по сигналам с датчиков тока на резисторах R6, R9 (0,33 Ом, 5 Вт) в истоковых цепях VT1, VT2 через формирующие RCR-цепи (например, R3C6R5). Обрамление драйверов IR2125 выполнено по стандартной схеме, рекомендуемой фирмой. Параметры драйверов IR2125:

• максимальное выходное напряжение U_{o max} = 15–18 В (при питании от 15–18 В), максимальный импульсный выходной ток I_o max = +1 А/–2 А;
• напряжение верхнего уровня U_offset = 600 В;
• быстродействие t_on/t_off = 150/150 нс.

Для обеспечения надежности функционирования драйвера DA2, управляющего высокопотенциальным (верхним) СК1, использовано питание выхода драйвера отдельным напряжением +15 В.2. При этом также применена схема так называемого «бутстрепного» питания с блокирующим высоковольтным (1000 В) быстродействующим (t_rr = 100 нс) диодом VD2 типа BYT11/1000/ST (STMicroelectronics) [11]. УУ СК1 и УУ СК2 управляются импульсами, сдвинутыми по фазе на 180° от схемы управления в канале СВН в центральном УУ (А4). В этой схеме управления (подробно далее см. рис. 3) изменение длительности (ширины) импульсов происходит в микросхеме ШИМ-контроллера типа TL494CN (Fairchild) [12], управляемого, в свою очередь, сигналом с усилителя обратной связи (УОС-СВН) по высокому напряжению.

Рис. 3. Схема каналов обратной связи и управления высоким напряжением и током накала источника ВВИП-50/5

Модуль преобразователя САТ (А3)

В этом модуле инвертор питается от напряжения +24 В и выполнен по двухтактной схеме на N-канальных MOS-транзисторах VT3, VT4 типа IRF 540 (IR) [10] и трансформаторе TV1. Параметры IRF 540: U_DSS = 100 В, I_D = 28 А, P_D = 150 Вт; R_{DS on} = 0,08 Ом; t_on/t_off = 80/160 нс. Инвертор работает на частоте преобразования 14–18 кГц, чтобы разнести частотные диапазоны СВН и САТ. Управление VT3, VT4 производится от УУ_САТ на основе двухканального драйвера IR2113 (IR) [10] без гальванической развязки. Параметры IR2113: U_{o max} = 20 В, I_{o max} = ±2 А, U_offset = 600 В; быстродействие: время задержки t_D = 20 нс, а t_on/t_off = 120/94 нс.

Обрамление драйвера IR2113 выполнено по стандартной схеме, рекомендуемой фирмой IR. УУ_САТ управляется импульсами, сдвинутыми по фазе на 180° от схемы управления в канале САТ в центральном УУ (А4). Управление (подробно далее см. рис. 3) производится изменением длительности (ширины) импульсов в микросхеме ШИМ-контроллера типа TL494CN (Fairchild) [12], управляемого, в свою очередь, сигналом с усилителя обратной связи (УОС-САТ) по выходному (анодному) току ВВИП. Трансформатор TV1 введен как промежуточный для повышения электробезопасности питания накального трансформатора TV4 в ВВ-блоке.

Устройство управления ВВИП-50/5

Устройство управления ВВИП-50/5 (А4) выполняет следующие функции:

• стабилизацию высокого напряжения U_в и его регулирование в пределах от –50 до –10 кВ;
• стабилизацию анодного тока I_а и его регулирование в пределах 0,5–5 мА;
• комплексную защиту от различных перегрузок и аварийных ситуаций.

Рассмотрим более подробно реализацию каналов обратной связи и управления для СВН и САТ. Предварительно сделаем ряд важных замечаний.

В отличие от устройств управления низковольтными преобразовательными ИВЭ, в преобразовательных ВВИП с выходом на постоянном токе не удается непосредственно использовать микросхемы резонансных, а также ШИМ-/ЧИМ-контроллеров как из-за высокого напряжения (очень большой коэффициент деления напряжения высокоомного ДВН — 1000:1–10000:1), так и по требованиям высокой стабильности. Такое положение объясняется недостаточными параметрами встроенных в микросхемы контроллеров узлов. Во-первых, встроенные усилители сигнала ошибки имеют недостаточно большие значения коэффициента усиления (К_u = 2000–90000), значительную величину смещения нуля ΔU_вх = 2–10 мВ и низкое входное сопротивление R_вх ≤ 1М Ом. Оставляют желать лучшего и параметры встроенного источника опорного напряжения (ИОН). Например, у ШИМ-контроллера TL494CN параметры ИОН (Reference): U_ref = 5±0,25 В; нестабильность U_ref в рабочем диапазоне: по напряжению δU_ref U = 0,1–0,5%, по температуре δU_ref T° = 0,2–1%.

Имеются и другие особенности. В этой связи в устройствах управления источниками высокого напряжения для питания РТ в большинстве случаев предусматривается:

• использование в цепях ОС операционных усилителей с высокой чувствительностью (очень большим Кu), малыми величинами смещения нуля и температурного дрейфа, большим входным сопротивлением;
• использование ИОН с низкими значениями ТКН и временного дрейфа на основе или прецизионных стабилитронов, или интегральных микросхем регулируемых ИОН;
• обеспечение как большой величины основных постоянных времени (сотни миллисекунд) в цепи ОС каналов усиления СВН и САТ, так и определенных соотношений между ними.

Упрощенная схема каналов ОС и управления СВН и САТ представлена на рис. 3. Для наглядности на схеме (рис. 3) приведены типы активных и значения номиналов пассивных компонентов.

В указанном выше аспекте в описываемое устройство управления входят:

• канал усилителя обратной связи СВН (УОС-СВН/А1);
• канал усилителя обратной связи САТ (УОС-САТ/А2);
• общий источник опорного напряжения (ИОН/А3);
• ШИМ-контроллер для управления СВН (А4);
• ШИМ-контроллер для управления САТ (А5).

Канал обратной связи и управления СВН

В канале УОС-СВН/А1 входной узел — это прецизионный повторитель напряжения (К_у1 = 1) с конвертированием импеданса выходного сопротивления ДВН из высокоомного на низкоомный на основе DA1 — ОУ типа LF355N (National Semiconductor) [13]. Параметры LF355N [14]: коэффициент усиления K_u ≥ 2×10⁵, входной ток I_вх ≤ 3 пА, смещение нулевого уровня ΔU_вх ≤ 0,5 мВ, входное сопротивление R_вх ≥ 10¹² Ом. Напряжение ОС («–U_в«») в диапазоне 1–10 В с резистора R1^* (240 кОм) поступает на неинвертирующий вход DA1 (вывод 3). Резистор R1^* шунтирует более высокоомный выход (505 кОм) нижнего низковольтного плеча ДВН (R_нв) в ВВ-блоке с целью снижения уровня помех и подгонки величины максимального напряжения обратной связи (ОС) до 10 В. Инвертирующий вход DA1 (вывод 2) замкнут с выходом микросхемы (вывод 6), т. е. имеет место 100%-ная последовательная отрицательная ОС. Благодаря высокому уровню параметров ОУ LF355N, приведенная погрешность коэффициента передачи входного напряжения (К_у1 = 1) не превышает ±0,1%. Питание DA1, так же как и остальных ОУ, осуществляется двухполярным напряжением ±15 В.1 (+15 В.1 — 0 В.1 — –15 В.1). С выхода первого каскада напряжение ОC поступает:

1. на зажим контроля высокого напряжения через разделительно-фильтрующую цепь R3C1 («Контроль–U_в«»);
2. на вход второго каскада.

Второй каскад — инвертирующий прецизионный повторитель (К_у2 = –1) на DA2 и также выполнен на LF355N, охваченном параллельной отрицательной ОС через R6C2^*. Входной резистор R4 и резистор ОС R6 — типа С2-29 В-0,125 Вт-51 КОм ±0,25%. Конденсатор С2^* — керамический, типа К10-17, и подбирается при регулировке в пределах 1–3,3 мкФ. Совместно с резистором R4 и микросхемой DA1 он образует активное апериодическое звено первого порядка и осуществляет коррекцию амплитудно-частотной характеристики СВН для обеспечения необходимой устойчивости. Постоянная времени τ₁ = R₄ × C₂^* является основной для усилительного тракта и при указанных значениях компонентов равна 0,051–0,16 с. Таким образом, первый «излом» логарифмической АЧХ (ЛАЧХ) системы регулирования СВН происходит на инфранизкой круговой частоте ω₁ = 1/(R₄ × C₂) ≈ 6–20 рад/c (или f₁ ≈ 1,2–3,3 Гц). ЛАЧХ СВН, начиная с этой точки, имеет наклон –20 дБ/дек, что обеспечивает устойчивую работу и характерно для всех СВН. С выхода второго каскада положительное напряжение ОС через резистор R7 (10 кОм) поступает на вход (инвертирующий вход DA3) третьего усилительного каскада. ОУ охвачен параллельной отрицательной ОС через подборный резистор R9^*. Приведенное на схеме значение сопротивления R9^* (5,1 МОм) используется при начальной регулировке канала, чтобы обеспечить заведомо устойчивую работу СВН. При этом коэффициент усиления этого каскада составляет К_у3 = R₉^*/R₇ = 5,1 МОм/10 кОм = 510. При комплексной настройке ВВИП для получения высокой стабильности высокого напряжения при выбранной структуре значение К_у3 должно быть не менее 5000. То есть значение сопротивления резистора R₉^* будет порядка 51–100 МОм. При очень высоких требованиях к стабильности U_в этот резистор совсем отключается, и величина К_у3 определяется коэффициентом усиления LF355N (K_u ≥ 2×10⁵). Конденсатор С3* (0,022–0,1 мкФ), включенный параллельно R9^*, совместно с R7 образует еще одно апериодическое звено в тракте усиления с постоянной времени τ₂ = R₇×C₃^* = 10 кОм × (0,022–0,1 мкФ) = 0,22–1 мс. Основное назначение этой цепи — препятствовать самовозбуждению третьего усилительного каскада, особенно при очень больших значениях К_у3, а также ослаблять пульсации удвоенной частоты преобразования инвертора (32–48 кГц). Вместе с тем постоянная времени τ₂ образует второй «излом» логарифмической АЧХ (ЛАЧХ) системы регулирования СВН на низкой круговой частоте ω₂ = 1/τ₂ ≈ 1000–4500 рад/c (f₂ ≈ 160–720 Гц). ЛАЧХ СВН в этой точке приобретает дополнительный наклон –20 дБ/дек.

В третьем каскаде на неинвертирующий вход DA3 через резистор R8 (6,2 кОм) подается управляющее напряжение (уставка), благодаря которому в результате происходит изменение высокого напряжения. Управляющим напряжением является или положительное опорное напряжение U_оп = 1–10 В («Регулировка «–Uв»/ручное»), или положительное напряжение от внешнего микроконтроллера («Управление СВН от МК»). Источник опорного напряжения ИОН/А3 выполнен на микросхеме DA4 регулируемого высокостабильного ИОН типа LT1431 (Linear Technology) [15]. Параметры LT1431: U_оп = 2,5–36 В/1–100 мА, U_оп T = ±(0,003–0,005)% / °С, U_п = 3–40 В. При необходимости можно применить и более прецизионную микросхему, например LM4050 [16]. Питание ИОН производится от напряжения +15 В.1.

Плавное изменение опорного напряжения осуществляется посредством линейного прецизионного потенциометра R11 (10 кОм ±0,25%) с оцифрованным верньерным устройством. Переключение режимов управления из ручного в автоматический достигается при помощи контакта К1 одноименного реле, обмотка которого коммутируется тумблером на лицевой панели блока управления ВВИП. На выходе третьего каскада включен ограничитель напряжения R10 (3,3 кОм) — VD5 (стабилитрон BZX79C5V1), который ограничивает положительное выходное напряжение на уровне 5,1 ±0,25 В, а отрицательное — величиной –1 В.

Двухтактный ШИМ-контроллер СВН/А4 собран на микросхеме DA8 типа TL494CN фирм Fairchild [12] или Texas Instruments [16]. Ее основные параметры: опорное напряжение U_ref = 5 ±0,25 В/10 мА, коэффициент усиления усилителя ошибки K_u = 70–95, частота генератора f_г = 1–300 кГц, I _вых max = 200 мА; U_п = 7–40 В [17]. Питание DA8 производится от напряжения +15 В.1. Обрамление микросхемы TL494CN в данном случае заметно отличается от рекомендованного для использования в низковольтных ИВЭ. Во-первых, благодаря наличию усилительного каскада на DA3 с большим коэффициентом усиления, встроенный в микросхему DA8 усилитель напряжения «1» (обозначение по структуре микросхемы) не используется. Усиленный ранее сигнал ошибки СВН с выхода третьего каскада на DA3 поступает прямо на выход усилителя «1» (вывод 3 — «FB»). При этом на инвертирующий вход усилителя «1» (вывод 2 — «I̅N̅1») через сопротивление 1 кОм подается напряжение +5 В с встроенного ИОН (вывод 14 — «REF»). А неинвертирующий вход этого усилителя (вывод 1 — «IN1») также через 1 кОм соединен с нулевой шиной питания 0 В.1. Вследствие этого на выходе усилителя «1» имеется низкий уровень напряжения («0»), не препятствующий прохождению усиленного сигнала ошибки с выхода третьего каскада усиления. Во-вторых, в узле плавного пуска ШИМ-контроллера между выводом 4 — «DTC» (Dead Time Correction, «коррекция «мертвого времени») и выводом 14 («REF») установлен электролитический конденсатор большой емкости (100 мкФ) вместо обычно рекомендуемого 10 мкФ. С учетом высокоомного резистора 47 кОм (соединен с выводом 4) при пуске реализуется плавное уменьшение паузы между импульсами (расширение импульсов) в интервале до 10 с. Контактом К3 одноименного реле производится быстрый разряд конденсатора 100 мкФ через сопротивление 100 Ом после выключения ВВИП. Отметим, что увеличение длительности «мертвого времени» в установившемся режиме СВН может существенно регулироваться потенциометром 4,7 кОм (между выводами 14 и 4). Увеличенная начальная длительность паузы также характерна для систем стабилизации высокого напряжения. Это обстоятельство обусловлено задержкой выключения силовых ключей в инверторе из-за большой величины индуктивности рассеяния L_s высоковольтного трансформатора.

Узел защиты (УЗ) для упрощения схемы рис. 3 не раскрыт, но его действие основано на использовании встроенного в микросхему DA8 усилителя «2» для экстренного выключения инвертора СВН путем прекращения подачи выходных импульсов. УЗ работает от сигнала аварийной перегрузки по току инвертора при внутренних необратимых пробоях в ВВ-блоке или в рентгеновской трубке, а также при КЗ монтажных линий нагрузки. С этой целью на неинвертирующий вход 16 («IN2») подано напряжение +2,5 В с резистивного делителя, подключенного к выводу 14 («REF«). На инвертирующий вход 15 («I̅N̅2») в нормальном (рабочем) режиме через резистор поступает опорное напряжение +5 В (также с вывода 14 «REF»). При возникновении перегрузок с помощью транзисторной оптопары (АОТ 128Б), передающей сигнал перегрузки от датчика, происходит замыкание вывода 15 на нулевую шину питания 0 В.1. Вследствие этого на выходе усилителя «2» появляется напряжение высокого уровня и прекращается генерация импульсов на выходе DA8. Назначение остальных выводов микросхемы DA8 и внешняя адресация сигналов очевидны из схемы рис. 3.

Канал обратной связи и управления САТ

Канал УОС-САТ/А2 практически полностью идентичен каналу УОС-СВН/А1. Он выполнен также на микросхемах ОУ типа LF355N (DA5–DA7) и микросхеме ШИМ-контроллера типа TL494CN (DA9). Отличия состоят в следующем. Напряжение ОС по току (току накала РТ) «–I_а«» в диапазоне 1–10 В со сравнительно низкоомного резистора R15^* (≈ 12 кОм) поступает на неинвертирующий вход DA1 (вывод 3). Резистор R15^* шунтирует резистор (2,4 кОм) датчика тока в ВВ-блоке с целью снижения уровня помех и подгонки величины максимального сигнала обратной связи (ОС) до 10 В. Здесь меньше требования к величине входного сопротивления ОУ, но развязывающий усилитель все равно нужен (в том числе и для контроля I_а). Назначение второго каскада усиления такое же, но величина емкости интегрирующего конденсатора С6^* должна быть не менее чем в два раза больше, чем конденсатора С2^* (в канале УОС-СВН/А1). Это объясняется тем, что скорость изменения высокого напряжения должна значительно опережать скорость изменения выходного тока (тока накала РТ, в частности).

ШИМ-контроллер (А5) в канале САТ на микросхеме DA9 полностью идентичен рассмотренному выше ШИМ-контроллеру СВН.

Высоковольтный блок (генераторное устройство)

Сразу же отметим, что «начинка» ВВ-блока помещена в металлический корпус, залитый трансформаторным маслом. Силовая высоковольтная часть представляет собой две подсхемы, включенные последовательно, причем каждая из них включает в себя высоковольтный трансформатор и высоковольтный выпрямитель-умножитель: соответственно TV2-B1 и TV3-B2. Высоковольтные трансформаторы TV2, TV3 выполнены на сердечниках типа М3000 НМС-1 ПК 30×16. Первичная обмотка W₁ имеет 120 витков, намотанных проводом ПЭТВ-2 ∅0,25 мм в четыре ряда с двумя слоями бумаги между рядами. Вторичная высоковольтная обмотка W2 состоит из четырех секций W_2–1–W_2–4, в каждой из которых имеется 495 витков ПЭТВ-2 ∅0,14 мм, намотанных трапецеидально: 14×35+1×5. В обобщенном виде параметры ВВ-компонентов приведены в [2]. Модули ВВ выпрямителей-умножителей («х8») В1, В2 собраны на печатных платах, при этом каждый состоит из 16 ВВ-диодов (VD1–VD16) типа DD1800 (Diotec) [18] и из 10 конденсаторов (С1–С10) типа К73-14. Параметры диодов DD1800: U_RRM = 18 кВ, I_{F AV} = 20 мА, U_F = 40 В, I_R = 25 мкА; t_rr = 150 нс; параметры конденсаторов К73-14: C = 2200 ±10% пФ, U_max = 10 кВ. Печатные платы модулей В1, В2 выполнены с печатными проводниками без острых краев, с плавными очертаниями. Дополнительно на каждый печатный контур по его периметру напаяны круглые медные проводники — для уменьшения напряженности электрического поля на острых кромках. С этой же целью на тонкие выводы ВВ-диодов DD1800 надеты изолирующие трубки большего диаметра. Между сборками В1, В2, так же как и остальными сборками (ДВН), установлены так называемые «маслобумажные барьеры», т. е. прокладки из специальной бумаги, пропитанные маслом и жестко зафиксированные.

Последовательно с выходом более высокопотенциального умножителя В2 включены токоограничительные объемные резисторы типа ТВО: R5, R6 (75 кОм, 5 Вт) и R7 (10 кОм, 2 Вт). Накальный высокопотенциальный трансформатор TV4 подключен одним выводом к выходу высокого напряжения «–U_в (–U_а) = от –10 до –50 кВ», а другим — к одному из выводов нити накала РТ. Проволочный прецизионный резистор R2 типа С5-5 (2,4 кОм ±0,2%) является датчиком анодного тока I_а совместно с параллельно включенным резистором R15^* в канале УОС-САТ/A2 (схема рис. 3) для удобства сопряжения. Ослабление ВЧ-пульсаций тока производится конденсатором С11 (0,047 мкФ, 400 В), а подавление перенапряжений — варистором R1 типа 595-30 (Philips) [6] с параметрами: U_max~ = 30 Вэфф, U_max/U₁ = 38 В/47 В (1 мА), I_max = 1 кА (8/20 мкс). Делитель высокого напряжения (ДВН) состоит из 12 прецизионных резисторов (R8–R19) верхнего плеча (R_ВВ) типа VR-68 (Philips) [6] и прецизионного микропроволочного резистора R20 нижнего плеча (R_НВ). Параметры резисторов: VR-68 — 68 МОм ±1%, ТКС ≤ ±0,02%/°С; 1 Вт, 10 кВ₌/7 кВэфф; МРХ — 0,125 Вт, 505 кОм ±0,05%. Таким образом, суммарное сопротивление верхнего плеча делителя составляет R_ВВ = 816 МОм, т. е. максимальный ток ДВН I_ДВН = 61 мкА. Ослабление ВЧ-пульсаций и помех на выходе ДВН производится С13R3C12-фильтром, а подавление перенапряжений — варистором R4 также типа 595-30 (Philips) [6]. Для удобства сопряжения со схемой управления параллельно R_НВ в канале УОС-СВН/A1 включен резистор R1^* (см. рис. 3). Также в ГУ имеется датчик температуры внутри масла на биметаллическом термоконтакторе (термореле) К типа BTL-050 c температурной уставкой +50 ±3°С.

Выше частично были изложены особенности конструкции ГУ. Отметим еще, что маслобумажные барьеры, кроме В1, В2 и ДВН, установлены также на внутренние боковые стенки ГУ и на его днище. Все узлы прикреплены к верхней крышке ГУ.

Технические характеристики ВВИП-50/5

ВВИП-50/5 имеет следующие технические характеристики:

• выходное напряжение U_в = (10–50) кВ;
• выходной (анодный) ток I_a = (0,5–5) мА;
• максимальная выходная мощность Р_вых. max = = 250 Вт;
• нестабильность U_в и I_a при изменении сетевого напряжения — не более ±0,01% при работе от однофазной сети 220 В (+10%, –15%) 50 Гц;
• нестабильность U_в и I_a во времени (дрейф) — не более 0,2% за 24 ч работы (после 1 ч прогрева);
• коэффициент пульсаций U_в — не хуже К_п = 0,3%;
• предусмотрена установка значений U_в и I_a как в ручном режиме от линейных потенциометров с оцифрованными верньерными ручками, так и от персонального компьютера (в составе прибора) или от микроконтроллера (МК).

Габаритные размеры блока управления — 200×120×275мм (меньше не требовалось по конструктивным соображениям на прибор в целом).

В ВВИП-50/5 предусмотрены следующие виды защит от перегрузок и аварий по высоковольтному выходу:

• от токовых перегрузок и коротких замыканий (КЗ) благодаря:
  • выключению силовых ключей на транзисторах VT1, VT2 в модуле преобразователя СВН (А2) как по сигналу ОС с датчика тока I_а в ГУ (через УУ — триггерная защита), так и непосредственно по сигналам с резисторов R6, R9 в управляющих драйверах УСК1 и УУСК2 (ограничение тока);
  • наличию в ГУ токоограничительных резисторов R5–R7, устойчивых к тому же к кратковременным перенапряжениям большой величины;
• от перенапряжений вследствие:
  • срабатывания триггерной защиты в УУ1 при превышении допустимой величины сигнала обратной связи по напряжению ОС с ДВН;a ов R5–R7 (ГУ);
• от обрыва цепи накала (РТ);
• от пропадания высокого напряжения;
• от недопустимого перегрева масла (более +53 °С) в ГУ с помощью датчика температуры на термоконтакторе (К).

Авторы признательны известному специалисту по средствам электропитания к. т. н. Эраносяну С. А. за ценные советы при написании статьи и ее редактировании. Также авторы выражают благодарность Романовскому Ю. А. за помощь в оформлении графических материалов.

Окончание статьи.