Квазирезонансные преобразователи с дозированной передачей энергии для заряда емкостных накопителей

№ 1’2015
PDF версия
В статье рассмотрены вопросы применения квазирезонансных преобразователей постоянного тока на полностью управляемых силовых ключах с дозирующим конденсатором в устройствах заряда емкостных накопителей энергии. Приведены результаты исследований имитационной и физической модели преобразователя. Даны рекомендации по выбору параметров преобразователей.

Введение

Разрядно-импульсные технологии благодаря своей высокой эффективности находят все большее распространение в электротехнологических и электрофизических установках, геологоразведочной технике, в строительстве и других областях применения. Разнообразие типов и параметров импульсных генераторов, особенности получения импульсной генерации предполагают разработку источников питания, отличающихся широким диапазоном выходных электрических параметров (энергии, импульсного тока и напряжения, длительности и частоты повторения выходных импульсов). При этом, как правило, предъявляются достаточно жесткие требования к динамическим, энергетическим и массо-габаритным характеристикам устройств заряда (ЗУ) емкостных накопителей энергии. Ограничения по массо-габаритным показателям ЗУ заставляют разработчиков применять полупроводниковые преобразователи повышенной частоты, что способствует снижению массы и габаритов, увеличению КПД и повышению точности управления процессом заряда [1–11, 12].

Удачное применение в устройствах заряда емкостных накопителей нашли резонансные и квазирезонансные преобразователи. В настоящей статье затронуты вопросы эффективного использования в зарядных устройствах квазирезонансных преобразователей с дозированной передачей энергии (ПДПЭ) на полностью управляемых ключах. Отличительной чертой ПДПЭ является наличие дозирующего конденсатора, включенного последовательно в цепь источника питания и нагрузки на этапе передачи энергии. Достоинства таких преобразователей состоят в ограничении энергии на периоде модуляции, что определяет их надежную работу на динамичную нагрузку, изменяющуюся в широких пределах от короткого замыкания до режима холостого хода. Благодаря мягкой коммутации снижены коммутационные потери в силовых ключах и уменьшен уровень помехоэмиссии.

 

Схемная реализация ПДПЭ

К числу широко применяемых в зарядных устройствах относится схема преобразователя на базе полумостового инвертора (рис. 1) с дозированной передачей энергии (ИДПЭ) с трансформаторным блоком согласования и схемой выпрямления тока на вторичной стороне [5–8, 11, 12]. Подробно принцип работы и статические характеристики такого преобразователя приведены в [11].

Схема преобразователя для заряда емкостного накопителя

Рис. 1. Схема преобразователя для заряда емкостного накопителя

В отличие от последовательного резонансного полумостового инвертора схема ИДПЭ содержит два дополнительных диода, ограничивающих уровень напряжения на резонансном конденсаторе предельными значениями: нулевое значение напряжения либо напряжение питания. Транзисторы, как и в резонансном инверторе, включаются поочередно. На этапе потребления энергии от источника питания последовательно с конденсатором включен резонансный реактор. По достижении напряжения на резонансном (дозирующем) конденсаторе напряжения питания или нулевого значения на этапе его разряда включается один из фиксирующих диодов (VD3 или VD4). Резонансная цепь распадается, конденсатор исключается из цепи протекания тока. Ток замыкается через фиксирующий диод и первичную обмотку трансформатора. При запирании проводившего транзистора энергия, накопленная в последовательной реактивной цепи (последовательном резонансном реакторе, если таковой имеется, и обмотках трансформатора), частично возвращается в источник питания инвертора.

Мостовые схемы

Возможные схемы ИДПЭ приведены на рис. 2. Особенностью мостовых схем является то, что значение напряжения на дозирующем конденсаторе изменяется от –V до +V. Поэтому во избежание образования коротко­замкнутого контура разряда дозирующего конденсатора в схеме рис. 2а предусмотрены блокирующие диоды VD7, VD8 [9, 10].

Мостовые схемы зарядных преобразователей

Рис. 2. Мостовые схемы зарядных преобразователей

В схеме рис. 2б первичная обмотка трансформатора расщеплена на две — w1.1 и w1.2 с одинаковым количеством витков.

Дозирующий конденсатор С1 (предварительно заряженный до напряжения –V) перезаряжается при одновременном включении транзисторов VT1, VT4 или VT2, VT3. По окончании перезаряда напряжение на конденсаторе С1 достигает значения +V. При этом в схеме на рис. 2а ток первичной обмотки трансформатора замыкается через фиксирующий диод VD6 и транзистор VT4 или диод VD5 и транзистор VT3. В преобразователе (рис. 2б) после перезаряда конденсатора С1 первичный ток обмоток замыкается через соответствующий фиксирующий диод и проводящий транзистор. При запирании проводившего транзистора часть энергии, накопленной в реактивной цепи, возвращается в источник питания инвертора.

Инверторы, построенные по мостовой схеме, могут найти применение в относительно мощных высоковольтных зарядных устройствах благодаря увеличенному в 2 раза коэффициенту использования источника питания по напряжению.

 

Анализ

Далее более подробно проанализируем ПДПЭ по схеме рис. 1. При работе преобразователя на емкостный накопитель в общем случае, если не учитывать внутренние потери энергии, справедлива формула

Формула

где W = 0,5CV2 — энергия, потребляемая от источника питания (в мостовых схемах W = 2CV2); Wвозв. — энергия, возвращаемая источнику питания; vн, iн — напряжение и ток емкостного накопителя; tn-1, tn — начало и окончание периода модуляции преобразователя.

В режиме прерывного тока емкостного накопителя (выходного тока преобразователя) интервал возврата энергии практически исчезает и реализуется режим постоянства потребляемой энергии и энергии, передаваемой в нагрузку.

Формула

При использовании релейной системы регулирования режим прерывного тока можно обеспечить во всем диапазоне изменения напряжения на накопителе от нуля до заданного максимального значения. Если режим прерывного тока сохраняется во всем диапазоне изменения напряжения на накопителе при неизменной частоте инвертора, то имеет место режим заряда с постоянством мощности:

Формула

При этом среднее значение тока, потребляемого от источника питания, неизменно и определяется формулой:

Формула

При заданной мощности преобразователя такой режим позволяет обеспечить минимально возможное время заряда накопителя.

С точки зрения минимальных динамических потерь в силовых управляемых ключах целесо­образно работать в режиме прерывного или граничного тока. Однако режим прерывного тока приводит к ухудшению коэффициента формы выходного тока, что увеличивает потери прямой проводимости в силовых полупроводниковых ключах, а также потери мощности во всех элементах зарядной цепи. Поэтому следует стремиться к компромиссу между быстродействием и КПД преобразователя. С точки зрения КПД входной цепи преобразователя режим постоянства мощности является идеальным.

Для анализа преобразователя использованы аналитические зависимости, полученные по схемам замещения для рабочих интервалов, и имитационная модель силовой части и системы управления.

Эквивалентные расчетные схемы преобразователя

Рис. 3. Эквивалентные расчетные схемы преобразователя:
a) интервал t0–t1 — заряд (разряд) дозирующего конденсатора;
б) интервал t1–t2 — передача энергии от реактора в накопитель;
в) интервал t2–t3 — частичный возврат энергии в источник питания

На рис. 3 приведены эквивалентные расчетные схемы преобразователя для возможных временных интервалов его работы. Осциллограммы выходного тока и напряжения в имитационной модели преобразователя с релейной системой управления током по нижнему нулевому уровню и при работе с постоянством частоты изображены на рис. 4а и рис. 4б соответственно. В таблице 1 даны аналитические зависимости, характеризующие работу преобразователя в этих режимах.

Осциллограммы зарядного тока и напряжения на емкостном накопителе в имитационной модели преобразователя

Рис. 4. Осциллограммы зарядного тока и напряжения на емкостном накопителе в имитационной модели преобразователя: а) со слежением за нулем тока; б) при постоянстве частоты

Формула (1.9) в таблице 1 позволяет определить параметры реактивных элементов и частоты инвертора, значения которых обеспечивают режим заряда с постоянством мощности с первого периода модуляции. Эта зависимость при емкости накопителя, значительно превышающей (на два и более порядка) емкость дозирующего конденсатора (Сн‘ >>C), имеет вид:

Формула

Таблица 1. Расчетные выражения для токов, напряжений и временных интервалов работы ПДПЭ

Ток iн’ на интервале tn(1)–tn(0)

      Формула

Ток iн’на интервале tn(1)–tn(2)

      Формула

Ток iн’на интервале tn(2)–tn(3)

Формула

Значение тока и напряжения на накопителе в момент tn(1)

Формула

∆tn(1) = tn(1) — tn(0)

Формула

Интервал спада тока до нулевого значения ∆tn(2) = tn(2)–tn(1)

Формула

Время протекания тока на периоде модуляции ∆tn(1) + ∆tn(2) при спаде тока до нулевого значения

Формула

Время протекания тока на первом периоде модуляции при спаде тока до нулевого значения

Формула

Однако при таких параметрах заряд накопителя выполняется импульсами тока с высокой амплитудой и малой длительностью по отношению к периоду модуляции, что приводит к значительным потерям мощности в преобразователе. Требуется поиск оптимального решения.

Исследовалось влияние параметров зарядного контура на время заряда и форму тока зарядной цепи. Моделировался преобразователь номинальной мощности P = 150 Вт с релейной системой управления током заряда, питающийся от источника постоянного тока V = 400 В. Имитировался режим заряда накопителя до максимально возможного напряжения Vн‘ = NVн = 0,5V. Изменение времени заряда осуществлялось путем уменьшения индуктивности резонансной цепи. В течение времени заряда производилось вычисление средних, среднеквадратичных значений тока и коэффициента формы тока, а также фиксировался момент перехода к режиму заряда с постоянством мощности. Фиксация времени перехода осуществлялась по моменту снижения периода модуляции до заданного значения. Окончание процесса заряда осуществлялось путем блокирования импульсного модулятора системы управления по достижению напряжения на емкостном накопителе значения Vн = 0,5V/N.

Графические зависимости нормализованных параметров ПДПЭ

Рис. 5. Графические зависимости нормализованных параметров ПДПЭ

Результаты моделирования представлены на рис. 5 в виде графических зависимостей величин, приведенных в таблице 2.

Таблица 2. Нормализованные параметры ПДПЭ

Нормализованное значение рабочей частоты инвертора

Формула

Квадрат коэффициента формы зарядного тока

Формула

Нормализованное значение времени заряда (базовой величиной является время заряда с постоянством тока IH = 2VCf)

Формула

Относительное значение времени перехода к режиму постоянства мощности

Формула

Относительное значение напряжения на накопителе в момент перехода к постоянству мощности заряда

Формула

Относительное значение накопленной энергии на накопителе в момент перехода к постоянству мощности заряда

Формула

На рис. 6 даны осциллограммы напряжения и мощности (после фильтра высших гармоник) в процессе заряда. Напряжение питания V = 400 В; индуктивность последовательной резонансной цепи, приведенная к первичной стороне, L = 46 мкГн; емкость дозирующего конденсатора С = 10 нФ; емкость накопителя, приведенная к первичной стороне, Сн = 10 мкФ; заданная частота инвертора f = 100 кГц. Четко прослеживается момент перехода к режиму заряда с постоянством мощности.

Осциллограммы напряжения на емкостном накопителе и выходной мощности имитационной модели преобразователя

Рис. 6. Осциллограммы напряжения на емкостном накопителе и выходной мощности имитационной модели преобразователя

Анализ полученных зависимостей позволяет сделать определенные выводы. Функции параметров нелинейные, имеют как пологие участки, так и участки с интенсивным изменением значений. Так, кривая коэффициента формы характеризуется резким спадом при увеличении нормализованной частоты до значения f* = 0,35. В этом же диапазоне изменение времени заряда незначительно, интенсивный рост этого параметра начинается выше указанного значения частоты. Время перехода к режиму постоянства мощности составляет примерно 10% от полного времени заряда, а уровень накопленной энергии не более 5%. Таким образом, выбор значений нормализованной частоты в диапазоне f* = 0,3…0,4 предоставляет возможность иметь высокие динамические показатели при приемлемых потерях, определяемых коэффициентом формы тока. Например, при f* = 0,4 относительные потери в быстродействии составляют всего 8%. В то же время коэффициент формы тока снижен многократно и составляет кф = 1,5 при минимально возможном значении кф = 1,2 (при f* = 1,0).

Время перехода к режиму постоянства мощности может быть сокращено примерно на 20%, если заряд производить при постоянстве частоты. В этом случае в процессе нарастания мощности на периоде модуляции имеется третий интервал (рис. 3в), характеризующийся резким спадом тока и частичным возвратом энергии индуктивной цепи в источник питания. Недостаток такого режима заряда — наличие потерь мощности на этапе выключения силовых ключей. С другой стороны, общие потери сокращаются за счет уменьшения времени заряда емкостного накопителя. Кроме того, упрощается система управления преобразователем. Проще организовать синхронизацию работы нескольких преобразователей на общий накопитель. Сделанные ранее выводы в полной мере относятся и к этому режиму заряда.

Полученные результаты могут служить ориентиром при расчете зарядного устройства с требуемыми техническими характеристиками.

В трансформаторных схемах из-за наличия тока намагничивания кривые первичного и вторичного тока несколько различаются (осциллограммы первичного тока и напряжения на дозирующем конденсаторе приведены на рис. 7). Однако это обстоятельство практически не влияет на выходные характеристики преобразователя при условии, что индуктивность намагничивания значительно превышает индуктивность рассеяния обмоток трансформатора. Более того, ток намагничивания необходим для «мягкой» коммутации силовых ключей, поскольку обеспечивает полный перезаряд выходной емкости (или емкостного снаббера) коммутируемого транзистора на этапе выключения. Согласующий трансформатор следует конструировать с учетом ограничений, накладываемых на значения индуктивностей рассеивания и намагничивания из условия обеспечения требуемого значения резонансной частоты и высокой эффективности преобразователя [12].

Ток первичной обмотки согласующего трансформатора и напряжение на дозирующем конденсаторе экспериментального ПДПЭ мощностью 150 Вт

Рис. 7. Ток первичной обмотки согласующего трансформатора и напряжение на дозирующем конденсаторе экспериментального ПДПЭ мощностью 150 Вт

На осциллограмме рис. 6 наблюдаются колебания тока повышенной частоты, вызванные паразитными емкостями согласующего трансформатора, электромонтажа и силовых полупроводниковых ключей [12]. По возможности следует стремиться к уменьшению паразитных емкостей в силовой структуре преобразователя, чтобы минимизировать паразитные токи и их негативное влияние на его эффективность и электромагнитную совместимость (ЭМС).

 

Точность

Как правило, требуется достаточно высокая точность достижения и поддержания напряжения на емкостном накопителе. В рассматриваемой схеме максимально возможное отклонение напряжения DVн’ от заданного значения определяется дозой энергии, полученной накопителем от преобразователя:

Формула

Ошибка зависит от емкости дозирующего конденсатора, значение которой обратно пропорционально частоте инвертирования, и нормализованного значения напряжения на накопителе. Чем выше коэффициент использования напряжения источника питания, тем ниже ошибка.

Точность может быть повышена при использовании модульного принципа построения преобразователя и синхронизации работы модулей. В этом случае частота модуляции тока накопителя увеличивается прямо пропорционально числу силовых модулей.

 

Особенности построения мощных зарядных преобразователей

При построении мощных зарядных преобразовательных установок применяется модульное исполнение. Модульная конструкция позволяет оптимизировать параметры согласующего трансформатора, что чрезвычайно важно при реализации устройств заряда высоковольтных накопителей. При параллельном соединении модулей увеличивается зарядный ток. Кроме того, модульность позволяет унифицировать выпуск устройств заряда различной мощности и существенно сократить время новых разработок. Здесь следует отметить очень полезное для модульных конструкций ПДПЭ свойство равномерного деления мощности, передаваемой через модули, при их последовательном или параллельном соединении [4].

На рис. 8 в качестве примера приведена схема преобразователя с последовательным соединением преобразовательных модулей [5, 6].

Модульная схема устройства заряда емкостного накопителя

Рис. 8. Модульная схема устройства заряда емкостного накопителя

За счет фазового сдвига модульные конструкции обеспечивают высокую точность заряда емкостного накопителя, а также улучшают ЭМС преобразователя. К модульным решениям можно отнести зарядные преобразователи, в которых роль унифицированного блока выполняет дозатор и согласующий трансформатор с выходным выпрямителем, как это показано на рис. 9 [8]. Однако такие преобразователи не обеспечивают высокую точность заряда, поскольку все модули работают синхронно.

Преобразователь с модульным исполнением дозатора

Рис. 9. Преобразователь с модульным исполнением дозатора

 

Заключение

Результаты анализа схем и характеристик квазирезонансных преобразователей с дозированной передачей энергии для устройств заряда емкостных накопителей позволяют сделать следующие выводы:

  • Применение дозированной передачи энергии обеспечивает заряд емкостного накопителя с постоянством мощности при низких динамических потерях в силовых ключах.
  • Расчетное значение нормализованной частоты инвертирования, при которой реализуются высокие динамические показатели при относительно низких потерях, определяемых коэффициентом формы тока зарядной цепи, следует выбирать в диапазоне f* = 2p√LC f = 0,3…0,4.
  • Модульный принцип построения мощных преобразователей позволяет получить высокую точность заряда, оптимизировать параметры согласующего трансформатора, унифицировать конструкцию преобразователя и сократить время новых разработок.
Литература
  1. Кныш В. А. Полупроводниковые преобразователи в системах заряда накопительных конденсаторов. Л.: Энергоатомиздат, 1981.
  2. Пентегов И. В. Основы теории зарядных цепей емкостных накопителей энергии. Киев: Наукова Думка, 1982.
  3. Полупроводниковые зарядные устройства емкостных накопителей энергии / О. Г. Булатов, В. С. Иванов, Д. И. Панфилов. М.: Радио и связь, 1986.
  4. Тиристорно-конденсаторные источники питания для электротехнологии / О. Г. Булатов, А. И. Царенко, В. Д. Поляков. М.: Энергоатомиздат, 1989.
  5. Wolf М. and Pokryvailo A. High Voltage Resonant Modular Capacitor Charger Systems with Energy Dosage. Proc. 15th IEEE Int. Conf. on Pulsed Power. Monterey CA. 2005. 13–17 June.
  6. Highly Efficient Switch-Mode 100 kV, 100 kW Power Supply for ESP Applications. Нigh voltage reference manual. Spellman High Voltage Electronics Corporation. 4/2014 REV.4. spellmanhv.com
  7. Akimov A., Bak P., Kazarezov I., Pachkov А. Мodulator power supply for 200 kv electron gun of the vepp-5 injection complex // PROBLEMS OF ATOMIC SIENCE AND TECHNOLOGY. Series: Nuclear Physics Investigations (42). 2004. № 1.
  8. Копелович E. А. Высоковольтные тран­зисторно-конденсаторные источники питания для мощных электрофизических установок // Труды Нижегородского государственного технического университета им. Р. Е. Aлeксeевa. 2011. № 2 (87).
  9. Milicevic M., Milicevic V. Analysis of the transistor converter of power together with energy dosage for the inductive heating and welding of steel tubes // EUROPEAN TRANSACTIONS ON ELECTRICAL POWER. № 14.
  10. Madjarov N. Transistor IGBT converters for inductive heating with energy dosage. International Conference Energetic Electronic ‘96. Gabrovo, Bulgaria. 1996.
  11. Поляков В. Квазирезонансные преобразователи с дозированной передачей энергии // Силовая электроника. 2014. № 5.
  12. Поляков В., Ошурков И. Квазирезонансный последовательный инвертор с комбинированным управлением для светодиодных приложений // Полупроводниковая светотехника. 2012. № 2.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *