К синтезу одноконтурной системы управления двухтактным импульсным преобразователем

Двухтактные импульсные преобразователи отличаются от однотактных меньшими массой и габаритами трансформатора и выходного фильтра и более высоким КПД при одинаковой выходной мощности. Чем больше выходная мощность, тем более значимыми становятся преимущества и растет целесообразность применения двухтактных преобразователей, несмотря на повышенную сложность как их силовой части, так и системы управления [1]. Известны двухтактные импульсные DC/DC-преобразователи — аналоги понижающего и повышающего преобразователей (с дросселем на входе) [1].

В предлагаемых статьях рассматривается синтез системы управления импульсным преобразователем на примере двухтактного преобразователя — аналога понижающего импульсного преобразователя. В первой статье анализируются структуры и функционирование систем управления двухтактными преобразователями, во второй приводятся расчетные динамические модели двухтактного преобразователя, обосновывается учет требований по точности регулирования при синтезе и приводятся примеры синтеза последовательного корректирующего звена.

Методики синтеза одноконтурных систем управления импульсными преобразователями, появившиеся еще в 70-х годах прошлого столетия [2], продолжают совершенствоваться и уточняться по мере улучшения параметров и характеристик силовых полупроводниковых приборов и микросхем управления [3]. При проектировании, как правило, используются линеаризованные усредненные (непрерывные) динамические модели силовой части преобразователя, обосновываемые тем, что частота среза w_ср непрерывной структурной модели разомкнутого контура преобразователя выбирается в однотактных преобразователях по крайней мере в 5–10 раз меньше, а в двухтактных схемах 2,5–5 раз меньше частоты переключений w_п = 2pf_п силовых транзисторов. В настоящее время вполне приемлемым для большинства применений импульсных источников питания считается значение частоты среза f_ср = w_ср/2p в диапазоне 10–15 кГц [3], что в двухтактных преобразователях легко достижимо при частотах переключений f_п ≥ 50 кГц.

Отметим, что современные методики синтеза импульсных преобразователей [3] отличаются от старых [2], в частности, учетом влияния на частотные характеристики контура регулирования выходного напряжения эквивалентного последовательного сопротивления выходного конденсатора (ЭПС) r_C. Ранее этим влиянием пренебрегали, но учитывали, что сопротивление r_C может вызвать дополнительные пульсации и неприемлемые скачки выходного напряжения r_CDi_н при быстром сбросе и набросе тока нагрузки на значение |Di_н|. Синтез затрудняется наличием колебательного звена в структуре системы.

В настоящее время существует много хороших микросхем управления импульсными преобразователями [4], для которых в рекомендациях по их применению уже описана процедура проектирования, в том числе методика расчета параметров компонентов схемы управления. Однако в этих процедурах приводятся предельно упрощенные расчетные формулы без пояснения исходных положений и допущений, принятых при их выводе, и области применимости этих формул. Нередко в текстах описания процедур проектирования встречаются опечатки, которые пользователь должен обнаружить и исправить. Тогда для успешного использования указанных методик и процедур проектирования требуется достаточно глубокое их понимание пользователем, необходимо знание основ частотного метода синтеза систем управления и динамических моделей силовых частей импульсных преобразователей.

Основным методом синтеза одноконтурных систем управления импульсными преобразователями является частотный метод, с помощью которого определяется требуемая передаточная функция последовательного корректирующего звена [5, 6, 7, 9]. Этот метод сводится к следующим основным этапам:

• построение желаемой асимптотической логарифмической амплитудно-частотной характеристики (ЛАЧХ) разомкнутого контура L_ж(w);
• построение асимптотической ЛАЧХ последовательного корректирующего звена L_к(w) путем вычитания асимптотической ЛАЧХ неизменяемой (при коррекции) части контура L₀(w) из желаемой асимптотической ЛАЧХ контура L_ж(w), которую далее будем называть просто желаемой ЛАЧХ контура;
• физическая реализация последовательного корректирующего звена, которое далее будем называть также усилителем ошибки (УО), либо регулятором напряжения (РН);
• анализ статических и динамических характеристик синтезированной системы.

Описание проектируемой схемы двухтактного импульсного преобразователя

Силовая часть преобразователя построена по схеме со средней точкой первичной обмотки трансформатора на биполярных транзисторах VT4, VT5 (рис. 1). Ко вторичной обмотке трансформатора подсоединены диоды VD1, VD2 выходного выпрямителя, который построен по схеме со средней точкой вторичной обмотки трансформатора. Силовая часть может быть также построена по мостовой и полумостовой схемам [1].

Рис. 1. Двухтактный импульсный преобразователь с одноконтурной системой управления на базе микросхемы UC2524

Транзисторы VT4, VT5 открываются поочередно в разные периоды задающего генератора на время, определяемое широтно-импульсным модулятором (ШИМ). При открытом транзисторе VT4 открывается также диод VD2, и ко входу LC-фильтра прикладывается напряжение, равное входному напряжению, приведенному ко вторичной обмотке трансформатора; u_вх« = n_трu_вх, где n_тр = w₂/w₁ — коэффициент трансформации трансформатора. Когда оба транзистора VT4, VT5 закрыты, открываются оба диода VD1, VD2 выходного выпрямителя, шунтируя вторичную обмотку трансформатора и вход LC-фильтра. Действительно, при закрытых транзисторах справедливы уравнения:

i_VD2–i_VD1 = i_m,

i_VD1+i_VD2 = i_L,

где i_VD1, i_VD2 — ток через диоды; i_m — ток намагничивания трансформатора, протекающий при закрытых транзисторах через вторичную обмотку; i_L — ток дросселя LC-фильтра. Из этих уравнений следуют выражения:

i_VD1 = (i_L–i_m)/2,

i_VD2 = (i_L+i_m)/2,

из которых видно, что при i_L>i_m оба тока i_VD1, i_VD2 положительны, т. е. открыты оба диода.

Таким образом, на входе выходного LC-фильтра формируется последовательность прямоугольных импульсов с амплитудой u_вх« и длительностью t₁, следующих с частотой f задающего генератора. Каждый из транзисторов VT4, VT5 переключается с частотой f/2. Система управления может быть построена на различных микросхемах [10, 11, 12, 13].

Основные требования к микросхемам управления импульсными преобразователями были сформулированы еще в конце 70-х годов прошлого столетия [2] и реализованы уже в микросхеме SG1526 фирмы Silicon General [10]:

• напряжение питания не выше 40 В;
• наличие высокостабильного термостабилизированного источника опорного напряжения и генератора пилообразного напряжения с получением управляемой паузы (мертвой зоны);
• возможность синхронизации внешним сигналом;
• обеспечение программируемого плавного запуска;
• наличие усилителя рассогласования с высоким допустимым синфазным входным напряжением, ШИМ-компаратора, триггера ШИМ и двух выходных каскадов с защитой от КЗ;
• наличие логики подавления двойного импульса, цепи коррекции симметрии и токоограничения в каждом периоде с отключением в аварийном режиме;
• обеспечение отключения при понижении напряжения питания и защиты от перенапряжений;
• совместимость с ТТЛ/КМОП-логикой;
• возможность дистанционного отключения и включения.

На рис. 1 показана система управления двухтактным преобразователем, выполненная на микросхеме старого семейства UC1524, UC2524, UC3524, причем рабочий диапазон температур окружающей среды для микросхемы UC1524 составляет –55…+125 °С (военный), для UC2524 — –25…+85 °С (промышленный), для UC3524 — 0…+70 °С (коммерческий) [11]. Эти микросхемы рассматриваем первыми, поскольку в них цепи, предназначенные для построения замкнутой системы управления, меньше всего загромождены дополнительными цепями. Временные диаграммы, поясняющие работу этих микросхем, представлены на рис. 2, где u_уо — выходное напряжение усилителя ошибки DA1; u_п — пилообразное напряжение, формируемое задающим генератором (ЗГ) на выводе 7 (C_т); u_т — тактовые импульсы, формируемые на другом выходе ЗГ; u₁ и u₂ — импульсы, формируемые на базах выходных транзисторов VT1 и VT2.

Рис. 2. Временные диаграммы, иллюстрирующие работу в нормальном режиме двухтактного преобразователя с микросхемой UC1524

Структура микросхем более нового семейства UC1524A, UC2524A, UC3524A [12], которые полностью взаимозаменяемы с ранее упомянутыми, показана на рис. 3, временные диаграммы, поясняющие их функционирование, — на рис. 4.

Рис. 3. Структура микросхемы UC1524A

Рис. 4. Временные диаграммы, иллюстрирующие работу в нормальном режиме двухтактного преобразователя с микросхемой UC1524A или UC1526A

Наличие двух выходов у этих микросхем позволяет использовать их как в однотактных, так и в двухтактных схемах. Микросхемы содержат стабилизированный источник опорного напряжения 5 В, которое подано на вывод 16 (V_REF). Этот стабилизатор в микросхемах старого семейства служит для питания цепей микросхемы, кроме выходных элементов «ИЛИ»–«НЕ», которые питаются непосредственно от напряжения питания микросхемы V_IN, подаваемого извне на вывод 15 (V_IN). В отличие от этого в микросхемах нового семейства (рис. 3) усилитель ошибки и усилитель цепи измерения тока силового дросселя также питаются непосредственно от напряжения V_IN, что разгружает внутренний стабилизатор напряжения.

ЗГ переключается с частотой, определяемой резистором R_т, подключаемым извне к выводу 6 (R_т), и конденсатором C_т, подключаемым извне к выводу 7 (C_т). Частота ЗГ определяется приближенной формулой:

где R_т — в кОм, C_т — в мкФ, f — в кГц. Частоту можно задавать до 500 кГц. На конденсаторе C_т формируется пилообразное напряжение u_п, поступающее также на неинвертирующий вход ШИМ-компаратора DA3 (рис. 1 и 3), где сравнивается с выходным напряжением усилителя ошибки u_уо.

Одним из недостатков микросхемы старого семейства (рис. 1) является отсутствие триггера ШИМ, который присутствует в микросхемах нового семейства (рис. 3) для предотвращения ложных повторных срабатываний ШИМ на периоде T.

В качестве усилителя ошибки DA1 (рис. 1 и 3) используется транскондуктивный усилитель. В связи с этим корректирующая RC-цепь подключается между выводом 9 (COMP) и землей, а не между выходным выводом и инвертирующим входом, как при использовании обычного операционного усилителя. В справочных данных на микросхемы старого семейства [11] значение крутизны транскондуктивного усилителя ошибки g_m не приводится, но имеются значение коэффициента усиления дифференциального сигнала по напряжению и ЛАЧХ усилителя при заданных значениях сопротивления нагрузки усилителя R_L. Например, типовое значение коэффициента усиления на низких частотах при R_L≥10 МОм составляет K₀=80 дБ, минимально возможное значение для микросхем UC1524, UC2524 и UC1524A, UC2524A — 72 дБ, для микросхемы UC3524 — 60 дБ, для UC3524A — 64 дБ. Тогда значение крутизны будем определять как g_m = K₀/R_L.

Используя имеющиеся в справочных данных ЛАЧХ усилителя [10], например для микросхемы UC1524A получим, что при R_L = 1 МОм K₀ = 67 дБ = 2250, g_m = 2250/10⁶ = = 2,25 мСм; при R_L = 100 кОм имеем K₀ = 47 дБ = 225, g_m = 225/10⁵ = 2,25 мСм. Это значение g_m практически совпадает с приведенным в [12] типовым значением g_m = 2,3 мСм, но минимально возможное значение g_mmin = 1,7 мСм [12].

Сравнивая временные диаграммы, представленные на рис. 2 и 4, видим, что их отличие связано с добавлением в микросхемах нового семейства (рис. 3) триггера ШИМ и логического элемента «ИЛИ», на который подаются сигналы Q₁ с выхода этого триггера и u_т от ЗГ. На выходе указанного логического элемента формируется последовательность прямоугольных импульсов u₃ (рис. 4), которые начинаются в моменты пересечения кривых u_п(t) и u_уо(t), определяющие моменты выключения силового транзистора VT4 или VT5, и оканчиваются одновременно с окончанием тактовых импульсов. Импульсы u₃ определяют время, в течение которого на базы обоих силовых транзисторов подаются запирающие сигналы. Это время
(dead time — «мертвое время») не может быть меньше длительности тактовых импульсов. При R_т = 2700 Ом и изменении емкости C_т от 1 до 100 нФ мертвое время меняется от 0,5 до 4,0 мкс [11, 12].

В отличие от этого в микросхемах старого семейства (рис. 1) триггер ШИМ отсутствует, и из-за проникновения на вход ШИМ-компаратора DA3 импульсных помех, формируемых в реальной схеме при выключении силового транзистора VT4 или VT5, возможны дополнительные ложные переключения компаратора и силового транзистора. Счетный триггер переключается фронтами тактовых импульсов u_т(t), а не фронтами импульсов u₃, как на рис. 3 и 4. Логические формулы, описывающие формирование импульсов на базах выходных транзисторов микросхемы VT1, VT2 (рис. 1), имеют вид

где Q и Q‾ — логические сигналы на выходах счетного триггера. Импульсы u₁, u₂ начинаются одновременно с окончанием соответствующих тактовых импульсов, а оканчиваются в моменты пересечения кривой u_уо(t) с нарастающим участком кривой u_п(t). И в этом случае время, в течение которого на базы выходных транзисторов подается запирающий сигнал (u₁ = 0 или u₂ = 0), не может быть меньше длительности тактового импульса (мертвое время).

Интервал времени между моментом подачи запирающего сигнала на один из силовых транзисторов VT4, VT5 и подачей отпирающего сигнала на другой транзистор не может быть меньше мертвого времени. За это время транзистор, на который подается запирающий сигнал, успевает окончательно закрыться, и исключается возможность одновременного пребывания силовых транзисторов в открытом состоянии.

В микросхемах (рис. 1 и 3) предусмотрен операционный усилитель DA2 для организации защиты силовой части от перегрузок по току. Как видно по рис. 1, на инвертирующий вход операционного усилителя DA2 подается относительно неинвертирующего входа напряжение R_дтi_т, пропорциональное току i_т открытого транзистора VT4 или VT5, которое усиливается с инвертированием в ОУ DA2.

Работу цепи токоограничения иллюстрирует примерный вид осциллограмм, полученных при испытании микросхемы UC1524A (рис. 5), когда на вывод 4 (+SENSE) микросхемы подается прямоугольный импульс напряжения с амплитудой около 0,2 В; вывод 2 соединен с выводом 16, вывод 5 заземлен; V_IN = 20 В; s — превышение амплитуды импульса u₄ над уровнем 0,2 В [12].

Рис. 5. Работа цепи защиты от перегрузок по току; u4 и u9 — напряжения на выводах 4 (+SENSE) и 9 (COMP) относительно земли

При повышении напряжения между выводами 4 (+SENSE) и 5 (–SENSE) до уровня, несколько превышающего пороговое значение 0,2 В, напряжение на выходе усилителя u_уо в результате полного отпирания выходного транзистора ОУ снижается до уровня, близкого к нулю, выходной ток усилителя ошибки i_уо замыкается через выходной транзистор ОУ. Как видно по временным диаграммам на рис. 2 и 4, при этом длительность импульсов u₁, u₂ снижается до нуля. Транзисторы VT4, VT5 запираются.

Коэффициент усиления по напряжению ОУ DA2 на активном участке характеристики вход/выход достигает 80 дБ [10], следовательно, упомянутый участок изменяется достаточно резко, и срабатывание цепи защиты от перегрузок по току происходит с задержкой при напряжении R_дтi_т, близком к 0,2 В.

Как и в большинстве микросхем управления импульсными преобразователями, в микросхемах рассматриваемых семейств имеются цепи отключения при понижении напряжения питания микросхемы (UnderVoltage LockOut, UVLO — отключение выхода при снижении напряжения) и отключения с помощью подаваемого на вывод 10 (Shutdown) внешнего сигнала. Схема UVLO блокирует всю микросхему, кроме источника опорного напряжения, до момента, когда напряжение питания V_IN увеличится до 8 В. В микросхемах старого семейства (рис. 1) при подаче на вывод 10 (Shutdown) напряжения высокого логического уровня открывается внутренний транзистор VT3, который закорачивает на землю выходной вывод 9 усилителя ошибки DA1. При этом напряжение на выводе 9 снижается примерно до 0,5 В, что приводит к появлению на выходе компаратора импульсов u_к максимальной длительности и запиранию выходных транзисторов. В микросхемах нового семейства (рис. 3) отпирание транзистора VT3 под действием подаваемого на вывод 10 напряжения высокого уровня приводит к переключению в состояние 1 триггера ШИМ и запиранию выходных транзисторов микросхемы, поскольку, пока указанный транзистор открыт, Q₁ = 0; импульсы u₃ = u_т∨Q₁ начинаются в конце тактового импульса и оканчиваются одновременно с началом следующего импульса. Закрытое состояние выходных транзисторов продолжается от момента начала импульса u₃ до конца следующего тактового импульса, т. е. весь период T.

Для управления двухтактным преобразователем могут быть использованы также микросхемы UC1526 и UC1526A [13] (рис. 6), которые имеют значительное сходство с рассмотренными (рис. 1 и 3) как по структуре, так и по областям применения. Эти микросхемы полностью аналогичны SG1526 фирмы Silicon General [10]. Их рекомендуется использовать при напряжениях питания 8–35 В на частотах до 400 кГц. Стабилизатор опорного напряжения на 5 В построен на температурно-компенсированном стабилитроне. Усилитель ошибки — транскондуктивный, как и в микросхемах на рис. 1 и 3; в справочных данных приводятся значения коэффициента усиления по напряжению при сопротивлении нагрузки R_L ≥ 10 МОм: типовое значение 72 дБ, минимальное значение для микросхем UC1526A, UC2526A — 64 дБ, для микросхемы UC1526 — 60 дБ. Схема, на которой снималась ЛАЧХ усилителя, и примерный ее вид представлены на рис. 7а, б [13].

Рис. 6. Структура микросхемы UC1526A

Рис. 7.
а) Схема снятия ЛАЧХ усилителя ошибки;
б) ЛАЧХ при RL ≥ 10 МОм

Задающий генератор отличается наличием дополнительного вывода 11 (R_D) для задания мертвого времени. При R_D = 0 (вывод 11 соединен с землей) значения R_т и С_т определяются из номограмм, приведенных в справочных данных, по заданному периоду колебаний T. При необходимости увеличения мертвого времени увеличивают значение сопротивления R_D.

Выходные драйверы в отличие от схем на рис. 1 и 3 представляют собой квазикомплементарные каскады, выполненные на транзисторах VT11, VT12 и VT21, VT22 (рис. 6), и рассчитаны на протекание втекающего и вытекающего постоянных токов до 100 мА и импульсных токов до 200 мА.

Предусмотрена возможность организации мягкого пуска для защиты от перегрузок силовой части. Когда напряжение питания подается на микросхему UC1526, схема защиты от понижения напряжения питания UVLO вначале поддерживает на выводе 5 (Reset) напряжение низкого уровня. Выход усилителя ошибки и вывод 4 (C_SS) шунтируются на землю, запрещая нормальную работу системы управления. Когда напряжение питания V_IN достигает минимально необходимого рабочего значения 8 В, на выводе 5 (Reset) схемой UVLO устанавливается напряжение высокого уровня. Разрешается нормальная работа логической схемы. Внешний конденсатор C_SS начинает заряжаться внутренним источником тока 100 мкА, на выходе усилителя ошибки поддерживается напряжение u_уо, равное сумме напряжений на конденсаторе C_SS и на эмиттерном переходе транзистора, обеспечивая постепенное нарастание времени открытого состояния транзисторов VT11 и VT21 (рис. 6). На выходах 13 (OutputA) и 16 (OutputB) появляются положительные импульсы напряжения такой же длительности, которые поступают на силовые транзисторы VT4, VT5 (рис. 1).

Вместо усилителя цепи токоограничения (DA2 на рис. 1 и 3) имеется компаратор DA3, который срабатывает при дифференциальном входном напряжении 100 мВ, формируя на выходе низкий логический уровень, и отпускает при напряжении 80 мВ, когда на выходе компаратора появляется высокий уровень 5 В.

Временные диаграммы, поясняющие работу микросхем UC1526, UC1526A в составе двухтактного импульсного преобразователя, такие же, как на рис. 4. На базы транзисторов VT1, VT3 (рис. 6) подаются импульсы u₁, u₂, а транзисторы VT21, VT22 открываются в противофазе с транзисторами VT11, VT12.

Схема присоединения микросхемы UC1526A к силовой части, выполненной на МДП-транзисторах, представлена на рис. 8.

Рис. 8. Схема присоединения микросхемы UC1526A к силовой части двухтактного импульсного преобразователя

Поскольку нижние транзисторы VT12, VT22 выходных каскадов микросхемы (рис. 6) могут насыщаться, последовательно с выводом 14 (V_C) рекомендуется включать резистор для ограничения сквозных токов до 200 мА.

Схемы корректирующих звеньев

Некоторые схемы корректирующих звеньев, выполненных на транскондуктивном усилителе, представлены на рис. 9, а их передаточные функции — в таблице. На рис. 1 и 3 на усилителе ошибки DA2, к выводу 9 (COMP) которого подключена RC-цепь C1, R1, C2, реализовано звено такого вида, как показано на рис. 9г. На рис. 6 корректирующее звено реализуется на транскондуктивном усилителе DA1, к выводу 3 (COMP) которого извне подключается RC-цепь необходимого типа.

Рис. 9. Схемы последовательных корректирующих звеньев, выполненных на транскондуктивном усилителе, и их асимптотические ЛАЧХ

Выводы

В статье дан анализ структур и функционирования нескольких микросхем в составе системы управления двухтактным импульсным преобразователем. Приведены выражения для передаточных функций и асимптотические ЛАЧХ корректирующих звеньев, выполненных на транскондуктивных усилителях, которые могут быть использованы в системах управления, построенных на рассмотренных микросхемах.