Изолированный источник питания 6 Вт для драйвера затвора SiC-MOSFET

Введение

Предлагаемый прототип представляет собой сверхкомпактный источник питания общей мощностью 6 Вт (рис. 1, табл. 1), формирующий два изолированных выходных напряжения +15 В и –4 В. Он предназначен для оптимального управления карбид-кремниевыми (SiC) MOSFET в высокоэффективных приложениях в различных областях промышленности.

Рис. 1. Внешний вид платы

Примечания. Параметры даны при окружающей температуре +25 °С.
*При минимальной нагрузке напряжение ограничивает стабилитрон (PLZ16BHG3H).
** Частота коммутации зависит от тока нагрузки и входного напряжения.

Принципиальная схема устройства представлена на рис. 2.

Рис. 2. Упрощенная принципиальная схема и эффективность при V_{in (nom)} = 12 В

Основные особенности:

• сверхкомпактный и легкий: 3,5 г;
• напряжение изоляции: 4 кВ;
• межобмоточная емкость: 7,5 пФ;
• обратноходовая схема PSR (стабилизация по первичной стороне) на основе LT8302 (AD/LT);
• узкий диапазон регулирования по нагрузке, по входному напряжению: типовое значение 5%;
• КПД: до 86% (83% при 6 Вт);
• квалификация компонентов: по AEC-Q.

Типовые применения:

• электрическая трансмиссия: инвертор тягового двигателя;
• бортовое и внешнее зарядное устройство;
• промышленные приводы: инвертор AC мотора;
• возобновляемая энергетика: инверторы солнечных панелей;
• корректоры коэффициента мощности (PFC);
• импульсные источники питания на основе SiC MOSFET.

Технологические и системные конструктивные особенности

Технология карбида кремния (SiC) пользуется все большей популярностью в силовых импульсных преобразователях среднего и высокого диапазона напряжения (обычно выше 300 В). Большая скорость переключения SiC MOSFET, низкое сопротивление канала и отличные тепловые характеристики (проводимость и стабильность) являются ключевыми преимуществами по сравнению с кремниевыми аналогами. Благодаря этому приборы SiC начинают заменять IGBT (биполярный транзистор с изолированным затвором) во многих областях применения, таких как электротранспорт и возобновляемая энергетика.

Напряжение, необходимое для оптимального управления SiC MOSFET, обычно находится в диапазоне 14–20 В для полного включения и от –2 до –5 В для надежного выключения. Отметим, что отрицательное напряжение требуется как для ускорения процесса коммутации, так и для надежного отключения прибора и предотвращения его ложного включения, провоцируемого эффектом Миллера в полумостовых схемах с жесткой коммутацией из-за очень высокого dv/dt, генерируемого в процессе переключения.

Драйвер затвора SiC-MOSFET и вспомогательный источник питания

Маломощный изолированный источник питания, обычно имеющий обратноходовую, двухтактную или полумостовую топологию, обеспечивает положительное и отрицательное выходное напряжение, а также гальваническую развязку между высоковольтным и низковольтным каскадом. Это необходимо не только для соблюдения соответствующих стандартов безопасности, но и для снижения электрических шумов и улучшения EMI-характеристик, а также повышения надежности работы драйвера затвора. Данную задачу выполняет изолирующий трансформатор в источнике питания.

Что касается схемы драйвера, для управления затвором SiC по сигналу от системного контроллера обычно применяется изолированная интегральная микросхема IC-драйвера с интегрированным двухтактным транзисторным каскадом. Схема подключения показана на рис. 3.

Рис. 3. Схема подключения источника питания и драйвера затвора SiC MOSFET

Отметим, что некоторые SiC-приборы имеют дополнительный вывод истока S’ (контакт Кельвина), как показано выше. Это обеспечивает низкоиндуктивную цепь протекания тока затвора, что повышает надежность режима выключения.

Зачем нужно отрицательное напряжение для отключения SiC MOSFET

Полумостовой каскад SiC MOSFET является базовым узлом многих мощных систем, он содержит коммутируемые попеременно каскады верхнего и нижнего плеча, каждый из которых имеет собственный вспомогательный источник питания и драйвер затвора (рис. 4).

Рис. 4. Полумостовой каскад SiC MOSFET (слева) и трехфазный инвертор (справа)

Когда любой из транзисторов в стойке полумоста (верхнее или нижнее плечо) включается, оппозитный ключ уже заблокирован, поскольку для предотвращения сквозного или перекрестного тока (когда оба ключа открыты одновременно) формируется так называемое «мертвое время». Однако очень большая скорость переключения в сочетании с высоким приложенным напряжением приводит к появлению крутых фронтов сигнала dV/dt на выводах оппозитного ключа. В свою очередь это вызывает появление пикового тока, протекающего через емкость «затвор-сток» (рис. 5) в затвор транзистора. Импеданс цепи затвор-исток (Z_gs) можно представить в виде параллельной комбинации емкости«затвор-исток (C_gs) и суммы общего сопротивления выключения (R_{g_off}) и индуктивности цепи затвора (L_p). Если величина Z_gs выше или сопоставима с импедансом C_gd, то бросок напряжения может привести к ложному срабатыванию оппозитного транзистора и возникновению сквозного тока. Такая ситуация известна как включение из-за эффекта Миллера, и ее следствием является значительное уменьшение эффективности, повышение рабочей температуры, снижение надежности, а в крайних случаях даже повреждение полупроводниковых приборов.

Рис. 5. Переходный процесс при выключении SiC MOSFET. Паразитное включение без подключения к шине –V_ee из-за эффекта Миллера и дребезг в цепи затвора (слева) и с подключением к шине –V_ee (справа)

На рис. 5 показан пример ложного срабатывания ключа нижнего плеча из-за эффекта Миллера при включении транзистора верхнего плеча. Использование отрицательного напряжения отключения обеспечивает достаточный запас по пороговому напряжению (V_th) SiC MOSFET. Это помогает системе выдерживать высокие значения dv/dt и di/dt и, следовательно, большие скорости коммутации, что является основным преимуществом SiC-приборов. Существуют отдельные частные случаи, например схемы с мягкой коммутацией (ZVS) или применение IC-драйвера затвора с активным подавлением эффекта Миллера, когда для выключения можно применить нулевой сигнал. Однако даже в таких случаях для повышения надежности рекомендуется использовать отрицательное напряжение.

Источник питания драйвера: требования по выходной мощности

Источник питания должен обеспечивать достаточную мощность для компенсации потерь при коммутации затвора. Эта мощность рассеивается в общем сопротивлении токового контура цепи затвора SiC (рис. 6) и зависит от напряжения управления, частоты переключения и общего заряда затвора SiC MOSFET:

P = Q_g × f_sw × DV_gs

Рис. 6. Токовые контуры цепи затвора SiC MOSFET от шин питания при включении (слева) и выключении (справа)

где: Q_g — общий заряд затвора SiC при перепаде напряжения управления DV_gs (см. зависимость Q_g от V_gs в технической спецификации SiC-транзистора); f_sw — частота коммутации SiC-транзистора; DV_gs — перепад напряжения управления (например, при V_dd = +15 В и V_ee = –4 В, DV_gs = 19 В).

Некоторые IC-драйверы затвора также потребляют мощность от источника (V_dd, –V_ee) для питания внутренней схемы, что необходимо учитывать в дополнение к ранее рассчитанному значению, хотя эта мощность обычно намного ниже потерь на переключение SiC MOSFET.

В процессе включения шина +V_dd обеспечивает требуемый заряд (Q_g) емкости затвора (C_g), а при выключении эта емкость разряжается через шину –V_ee (рис. 6). Отметим, что при включении и выключении емкость затвора (C_g) получает и отдает один и тот же заряд, поэтому в обеих цепях питания протекает одинаковый средний ток. В нашем примере V_dd = +15 В, V_ee = –4 В при выходной мощности драйвера до 6 Вт. Это означает, что средний ток по каждой шине питания 320 мА, однако их вклад по мощности отличается: 4,8 Вт для цепи +15 В и 1,2 Вт для цепи –4 В.

Отметим, что величины R_on и R_off не влияют на расчет потребляемой мощности. Они ограничивают пиковый ток затвора (I_g) во время включения и выключения соответственно и определяют скорость коммутации SiC-прибора. Для этих сопротивлений важно убедиться в отсутствии перегрузки по пиковой мощности во время переходного процесса. Для увеличения скорости коммутации значения R_g следует снижать вместе с соответствующими паразитными индуктивностями контура (L_p,on и L_p,off).

Очень важно установить источник питания, в частности его выходные конденсаторы, как можно ближе к драйверу и выводам управления SiC, чтобы минимизировать контур тока затвора и его паразитную индуктивность L_p. Рекомендуется использование многослойных керамических конденсаторов (MLCC), например CSGP от Würth Elektronik, имеющих очень низкую индуктивность выводов L_c и ESR. Параллельное включение нескольких конденсаторов позволяет повысить di/dt за счет значительного снижения общей величины L_c и ESR. Окончательное значение и конфигурация выходных конденсаторов источника питания выбирает разработчик для обеспечения желаемого уровня пульсаций напряжения, скорости переключения и переходной характеристики, требуемых для конкретного приложения.

Критический параметр SiC-драйвера: CMTI

Параметр CMTI (Common-mode Transient Immunity — устойчивость к синфазной помехе) измеряется в кВ/мкс или В/нс. Эта величина показывает максимальное значение dv/dt, которое может быть приложено к изолирующему барьеру драйвера управления затвором без нарушения устойчивости или потери контроля из-за искажения логических управляющих сигналов. Величина CMTI в свою очередь напрямую зависит от dv/dt, приложенного к выводам SiC MOSFET во время коммутации. Высокое значение CMTI драйвера обеспечивает большую скорость переключения SiC MOSFET и позволяет транзистору реализовать максимальную производительность.

В IC драйверов затвора используются различные методы передачи информации через изолирующий барьер (емкостная связь, магнитная связь, оптическая связь и т. д.). Во вспомогательных источниках питания энергия передается посредством магнитного поля трансформатора. В обоих случаях в изолирующем барьере присутствует паразитная емкость. Высокий dv/dt, прикладываемый к этой емкости (C_pt), генерирует ток смещения (i_d(t)), как показано на рис. 7.

Высокий ток смещения может привести к сбоям в системе, выражающимся в искажении управляющих  логических сигналов и потере управления SiC-приборами. В дополнение к функциональным проблемам под угрозой находится выполнение требований EMC, поскольку высокое значение dv/dt при коммутации генерирует синфазные токи через паразитную емкость изолирующего барьера.

Можно отметить, что с уменьшением общей паразитной емкости изолирующего барьера C_pt допускается более высокое значение dv/dt для того же тока смещения. Таким образом, паразитная емкость (как для источника питания, так и для изолированной IC драйвера) должна быть сведена к минимуму, чтобы обеспечить высокое значение CMTI.

В дополнение к сказанному важно отметить, что высокое значение dv/dt воздействует не только на системное заземление (GND), но и на потенциал «земли» через паразитную емкость между токонесущими шинами устройства с высоким dv/dt и «землей» (с которой может быть соединено шасси). Чем меньше паразитная емкость изолирующего барьера, тем выше импеданс по отношению к любому синфазному шумовому току, генерируемому в высоковольтных каскадах (HV) и пытающемуся проникнуть в низковольтные каскады (LV) по емкостной связи через изолирующий барьер (рис. 7).

Рис. 7. Упрощенная схема передачи синфазного шумового тока через изолирующий барьер для оценки EMI

В результате проведенной работы ожидается улучшение EMI-характеристики (особенно в частотном спектре излучаемых помех) и снижение требований по затуханию для синфазного входного EMI-фильтра.

Трансформаторы серии WE-AGDT от Würth Elektronik имеют сверхнизкую межобмоточную емкость (6,8 пФ), что позволяет драйверу достичь показателя CMTI свыше 100 кВ/мкс, как того требуют многие современные SiC-приложения.

Характеристики трансформатора 5 WE-750318131

Компания Würth Elektronik разработала новый трансформатор, оптимизированный для использования в эталонном преобразователе PSR Flyback, предназначенном для управления приборами SiC MOSFET.

Ключевыми задачами проектирования были: поиск оптимальных режимов работы конвертера для минимизации размеров трансформатора и в то же время высокого КПД, улучшения тепловых характеристик и соответствия стандартам безопасности. Трансформатор WE-AGDT 750318131 (рис. 8) в компактном конструктиве EP7 имеет следующие параметры (табл. 2):

• напряжение изоляции: 4 кВ;
• категория перенапряжения: II;
• степень загрязнения: 2;
• полностью изолированные проводники: FIW;
• изоляционные зазоры по воздуху и изоляции соответствуют стандартам IEC62368-1 и IEC61558-2-16;
• квалифицирован в соответствии с AEC-Q200.

Рис. 8. Трансформатор WE-750318131

Варианты топологии

Прототип представлен в двух вариантах исполнения платы: двухслойное одностороннее и четырехслойное двустороннее; он также имеет два варианта сборки: со стандартными компонентами и с компонентами, квалифицированными по AEC-Q.

• Вариант топологии A: двухстороннее исполнение — этот вариант представляет собой четырехслойную плату с компонентами для поверхностного монтажа (SMD) на верхней и нижней сторонах (рис. 9).
• Вариант топологии B: одностороннее исполнение — вариант представляет собой двухслойную плату с компонентами для поверхностного монтажа (SMD) только на верхней стороне (рис. 10).

Рис. 9. Вариант A:
a) вид сверху;
б) вид снизу;
в) размеры

Рис. 10. Плата варианта B: деталировка и размеры

Никакой заметной разницы между двумя вариантами исполнения платы не наблюдается и не ожидается как по функционированию, так и по тепловым или EM-характеристикам. Поэтому выбор делается только на основе конструктивных ограничений для конкретного приложения. Компактная компоновка оптимальна для размещения на большой плате вместе с драйвером затвора.

Экспериментальные результаты

Экспериментальная установка

Блок питания был протестирован отдельно с использованием двух электронных нагрузок, сконфигурированных в режиме постоянного тока (CC). В качестве альтернативы можно установить резистивный режим электронной нагрузки или подключить дискретные силовые резисторы, обеспечивающие сбалансированный ток на обеих шинах питания. Испытания проводятся при температуре окружающей среды +25°С.

Перечень необходимого оборудования

• 1 лабораторный источник питания (25 В/1,5 A, был использован EA-PSI 9040-40T);
• 4 прецизионных мультиметра (были использованы вместо прецизионного измерителя мощности Yokogawa WT3000E);
• 2 электронные нагрузки (25 В/1 A, были использованы EA-EL 9080-45 T);
• 1 осциллограф (четырехканальный, 350 МГц или больше, был использован Keysight InfiniiVision DSO-X-3034T).

Примечание: прецизионный измеритель мощности (мин. трехканальный) может быть использован вместо четырех мультиметров для точных измерений напряжения и тока.

Измерительный стенд

Вариант конфигурации измерительного стенда приведен на рис. 11.

Рис. 11. Пример конфигурации измерительного стенда

Примечание: при тестировании источника питания оба канала должны быть нагружены одинаково (сбалансированная нагрузка). Ток нагрузки отображает расход заряда в секунду между емкостью затвора SiC MOSFET и соответствующей выходной шиной при переключении (+15 В для заряда и –4 В для разряда). Этот средний ток пропорционален частоте коммутации и общему заряду затвора SiC MOSFET (то есть емкости), максимум, рассматриваемый в данном примере, составляет 350 мА на шину (более 6 Вт в сумме).

Нагрузка и регулирование

В данном примере выходная мощность может достигать 6 Вт, диапазон входного напряжения — 9–18 В. Испытания цепи регулирования по напряжению и току нагрузки показывают, как изменяется выходное напряжение каждой шины при изменении входного сигнала и выходной мощности соответственно (рис. 12, 13).

Рис. 12. Регулирование по току и напряжению для положительной шины питания

Рис. 13. Регулирование по току и напряжению для отрицательной шины питания

Регулирование по напряжению при минимальной нагрузке

Контроллеру LT8302 необходима минимальная нагрузка, чтобы стабилизировать напряжение на выходе (рис. 14). Такую минимальную нагрузку можно создать с помощью резисторов или фиксирующих стабилитронов. Резисторы нагрузки обеспечивают более точный контроль напряжения, но меньшую эффективность по сравнению со стабилитронами. Отметим, что фиксирующие стабилитроны в любом случае обеспечивают защиту от перенапряжения, поэтому они предпочтительнее, однако одновременно можно использовать и минимальные нагрузочные резисторы.

Рис. 14. Регулирование при минимальной нагрузке для положительной (слева) и отрицательной (справа) шины питания

Эффективность и входное напряжение

Измерения показали КПД 86% (пиковое значение) и 84% при 6 Вт (полная нагрузка) при номинальном входном напряжении (рис. 15).

Рис. 15. Кривые зависимости КПД от выходной мощности

Формы сигналов, осциллограммы

Осциллограммы, полученные при запуске и выключении при полной нагрузке, приведены на рис. 16, 17.

Рис. 16. Пуск при полной нагрузке

Рис. 17. Отключение при полной нагрузке

Установившийся режим работы

Режим работы с нагрузочной мощностью

На рис. 18 и 19 показаны характеристики первичного тока трансформатора и узла SW для нагрузок 1 и 6 Вт.

Рис. 18. Нагрузка 1 Вт (режим DCM)

Рис. 19. Полная нагрузка 6 Вт (режим BCM)

Ограничение в цепи SW и демпфирующие снабберы

Напряжение в цепи SW должно поддерживаться ниже 65 В (номинальное напряжение интегрированного MOSFET), и любой дребезг, появляющийся после выключения, должен быть полностью подавлен за время не более 250 нс, что необходимо для корректной регулировки выходного напряжения. Минимальное входное напряжение представляет собой наихудший сценарий в установившемся режиме работы. Осциллограммы, показанные на рис. 20, 21 при перегрузке 6,5 Вт, демонстрируют максимальное напряжение в точке SW — 57,7 В, звон полностью затухает в течение 200 нс, что соответствует требованиям с запасом по допуску и с учетом изменения температуры.

Рис. 20. Ограничение напряжения в точке SW

Рис. 21. Затухание звона в точке SW

Пульсации выходного напряжения (полная нагрузка)

Экспериментальные результаты, представленные на рис. 22 и 23, показывают, что пульсации выходного напряжения при V_in = 12 В и полной нагрузке составляют 250 мВ (пиковое значение) для положительного напряжения (менее 2%) и 180 мВ (пиковое значение) для отрицательного напряжения (менее 5%). Было выбрано экономичное решение с использованием одних и тех же входных и выходных компонентов. Как упоминалось выше, разработчик может изменить схему, например увеличив выходную емкость для уменьшения пульсаций напряжения.

Рис. 22. ∆V_out. Положительное напряжение (V_in = 12 В; 6 Вт)

Рис. 23. ∆V_out. Отрицательное напряжение (V_in = 12 В; 6 Вт)

Защита от короткого замыкания

Короткое замыкание нагрузки представляет собой один из сценариев неисправности системы (рис. 24, 25). Ситуация КЗ может быть вызвана, например, отказом драйвера затвора или пробоем цепи затвор-исток SiC MOSFET, результатом чего является замыкание выходов источника питания. В такой ситуации контроллер LT8302 переходит в режим импульсной защиты, ограничивая выходной пиковый ток. При этом сценарии неисправности наихудший случай в узле SW наблюдается при V_in = 18 В (рис. 25). Пиковый ток составляет 4,65 А (предел для LT8302), максимальное напряжение ключа — около 62 В, оба параметра находятся в пределах номинальных значений трансформатора WE-AGDT и встроенного транзистора, что обеспечивает надежность источника питания.

Рис. 24. Защита от КЗ при V_in = 9 В

Рис. 25. Защита от КЗ при V_in = 18 В

Тепловые характеристики

На рис. 26 и 27 представлены тепловые параметры устройства в диапазоне нагрузки 0,1–6 Вт при минимальном входном напряжении V_in = 9 В. Полученные результаты соответствуют компоновке платы варианта B, однако показатели платы варианта А аналогичны.

Рис. 26. Тепловой профиль компонентов при V_{in (min)} = 9 В (худший случай) и окружающей температуре +25 °C

Рис. 27. Подъем температуры при V_{in (min)} = 9 В (худший случай)

Исходя из представленных выше результатов, для поддержания температуры компонентов/кристаллов в пределах максимально допустимых значений рекомендуется не увеличивать температуру окружающей среды выше +80 °C (максимальное значение) для увеличения срока службы и повышения надежности системы. Если это требование нарушается, необходимо соответственно уменьшить выходную мощность.

Характеристики EMC

Результаты испытаний EMC (рис. 28, 29) с учетом ограничений в соответствии с CISPR 32-Class B приведены ниже для варианта А (рис. 9). Для прохождения теста добавлен входной LC-фильтр и медная плата размером 10×10 см (рис. 30), соединенная с входным заземлением (GND), эквивалентным шасси, как описано ниже. Условия испытаний: V_in = 12 В, выходная резистивная нагрузка 6 Вт (ток 330 мА на шину питания).

Рис. 28. Кондукционные помехи (лимиты: CISPR32 class B)

Рис. 29. Излучаемые помехи (лимиты: CISPR32 class B) (входной кабель длиной 30 см)

Рис. 30. LC-фильтр и медная плата добавлены для прохождения тестов CE и RE CISPR-32B EMC

Серия WE-AGDT

Серия WE-AND (трансформаторы для источника питания драйвера затвора) от Würth Elektronik включает шесть трансформаторов в компактном SMD-конструктиве EP7 (табл. 3), каждый из них оптимизирован для соответствующего прототипа. Трансформаторы обеспечивают биполярные (+15 В; –4 В) и однополярные (15–20 В; 0 В) сигналы при входном напряжении 9–36 В и максимальной выходной мощности 3–6 Вт. Они оптимизированы для применения в SiC-драйверах, но подходят и для схем управления IGBT и MOSFET, а также высоковольтными Gan-FET с корректным выходным каскадом регулирования.

Характеристики:

• межобмоточная емкость: 6,8 пФ (типовое значение);
• обратноходовая схема с регулированием по входу;
• компактный и эффективный: SMD-исполнение EP7;
• стандартное напряжение управления: SiC MOSFET;
• диапазон входных напряжений: 9–36 В;
• стандарт безопасности: IEC62368-1 /IEC61558-2-16;
• базовая изоляция;
• напряжение изоляции: 4 кВ;
• температурный класс: B;
• дизайн прототипов: TI и ADI.

Область применения

Промышленные приводы инверторов AC-моторов, электрическая трансмиссия, зарядные устройства, солнечные инверторы, ИБП, ККМ, импульсные источники питания с SiC MOSFET.