Анализ динамических процессов в однотактных преобразователях без гальванического разделения входа/выхода при реализации мягкого переключения

№ 3’2017
PDF версия
В статье рассматриваются динамические процессы в схемах повышающего и понижающего преобразователей напряжения при обеспечении безопасной траектории переключения полупроводниковых элементов.

В настоящее время с целью повышения коэффициента полезного действия (КПД) импульсных преобразователей все чаще производится замена классических кремниевых полупроводниковых элементов на более современные материалы, такие как арсенид галлия (GaAs), карбид кремния (SiC), а также нитрид галлия (GaN). Последний является наиболее перспективным материалом, т. к. обладает наименьшей величиной паразитных параметров [1, 2]. Тем не менее стоимость указанных элементов значительно превышает кремниевые аналоги, а в таких устройствах, как система электропитания космических аппаратов, их применение затруднено, поскольку еще не проведено достаточное количество испытаний, которые бы подтвердили их стойкость к излучению, возникающему в космическом пространстве. Исходя из этого можно сделать вывод, что реализация мягкого переключения при использовании классических кремниевых элементов остается актуальной задачей.

Существует множество решений, позволяющих производить включение и выключение преобразователей в нуле тока и напряжения [3–5], но не каждое из них действительно позволяет избежать потерь настолько, чтобы КПД значительно возрос. Некоторые из них приводят лишь к перераспределению мощности потерь на элементы снабберных цепей, что не только не позволит увеличить КПД, но также может привести к его снижению. В рамках данной статьи рассматриваются общие принципы формирования безопасной траектории переключения и производится оценка потерь мощности, которые возникают при использовании того или иного схемотехнического решения.

Принцип работы однотактных преобразователей без гальванического разделения схож, и динамические потери в них напрямую зависят от взаимодействия диода и транзистора, поэтому для анализа процессов достаточно выбрать любой из четырех видов преобразователей (понижающий, повышающий, инвертирующий, схема Кука). Остановим внимание на понижающем (НПН1) и повышающем (НПН2) преобразователях (рис. 1) как на наиболее распространенных при проектировании вторичных источников электропитания.

Однотактные преобразователи напряжения без гальванического разделения

Рис. 1. Однотактные преобразователи напряжения без гальванического разделения:
а) НПН1;
б) НПН2

В классических схемах НПН (непосредственный преобразователь напряжения) потери возникают в процессе включения и выключения силового транзистора. В момент его отпирания возникает кратковременное короткое замыкание, вызванное наличием емкости «сток–исток» MOSFET (наиболее распространенный на сегодня тип транзисторов), а также барьерной емкости силового диода. Величина этих емкостей и будет определять динамику НПН [6].

Для оценки потерь необходимо произвести выбор силовых элементов — транзистора и диода. Для этого примем следующие условия:

  • мощность преобразователя составляет 400 Вт;
  • напряжение питания 50 В;
  • частота преобразования 100 кГц;
  • скважность 50%.

Учет статических потерь на дросселе и конденсаторе проводиться не будет, т. к. во всех режимах (мягкая и жесткая коммутация) они будут идентичны и не представляют интереса. Параметры элементов приведены в таблице 1.

Таблица 1. Параметры силовых элементов

Транзистор IRFP260N

Сопротивление канала, мОм

40

Максимальное напряжение «сток–исток», В

200

Время, нс

нарастания

60

спада

48

Входная емкость, пФ

4057

Диод HFA50PA60C

Максимальное обратное напряжение, В

600

Максимальный прямой ток, А

50

Время обратного восстановления, нс

23

При указанных параметрах потери в режиме жесткой коммутации приведены в таблице 2.

Таблица 2. Результаты расчета ПН в режиме жесткой коммутации

 

НПН1

НПН2

Статические потери, Вт

Транзистор

5

1,3

Диод

14

7

Динамические потери, Вт

3,2

7,5

КПД, %

94,7

95,6

На величину статических потерь можно повлиять, только заменив элементную базу, в то время как проблема динамических потерь решается формированием безопасной траектории переключения полупроводниковых приборов [7].

Алгоритм работы всех последующих схем рассматривается поверхностно, внимание акцентируется на динамических потерях, возникающих при использовании снабберных цепей. Все выводы получены на основании моделирования, макетирования, а также математических расчетов. Более детально с алгоритмом работы каждой из схем можно ознакомиться по ссылкам, указанным в списке использованных источников.

 

Пассивная снабберная цепь

Наиболее простым решением, позволяющим произвести включение силового транзистора в нуле тока, а выключение — в нуле напряжения, является пассивная снабберная цепь, один из вариантов формирования которой приведен на рис. 2 [8].

НПН1 с пассивной снабберной цепью

Рис. 2. НПН1 с пассивной снабберной цепью

Принцип работы указанной цепи достаточно прост: при отпирании силового транзистора VT1 нарастание тока происходит с задержкой, которая определяется величиной снабберного дросселя La, через который происходит заряд снабберных конденсаторов Ca и Cb. При запирании происходит разряд этих емкостей, что приводит к плавному нарастанию напряжения. Таким образом, в идеальном случае динамические потери должны полностью отсутствовать.

Тем не менее, при рассмотрении рис. 2 видно, что на схеме присутствуют снабберные диоды VDa, VDb и VDc, которые также обладают паразитными параметрами, а именно — барьерной емкостью. Эта емкость определяет потери в момент отпирания силового транзистора VT1. В данном случае в схеме возникает короткозамкнутый контур Cin-VT1-VDa-VDb-VDc-Cin. Предполагается, что диоды снабберной цепи обладают лучшими динамическими характеристиками, чем силовой диод, но на сегодня характеристики маломощных и силовых диодов достаточно близки, если речь идет о мощностях, не превышающих 1–1,5 кВт, поэтому в источниках электропитания низкой и средней мощности данная цепь не даст желаемого эффекта. Более того, КПД схемы снизится по отношению к режиму жесткой коммутации, т. к. возникнут потери в снабберном дросселе La, ток в котором примерно равен току через силовой транзистор VT1.

В данном случае общие потери будут определяться статическими потерями на силовом транзисторе и диоде, а также динамическими потерями в снабберной цепи. В качестве снабберных лучше всего выбирать быстродействующие диоды, т. к. они обладают наилучшими динамическими характеристиками (табл. 3).

Таблица 3. Параметры быстродействующего диода SF56

Снабберные диоды SF56

Максимальное обратное напряжение, В

400

Максимальный прямой импульсный ток, А

150

Время обратного восстановления, нс

35

По данным таблицы 3 можно понять, что даже быстродействующий диод имеет время обратного восстановления несколько худшее, чем тот же параметр для силового диода, при этом найти диод с лучшими характеристиками не удалось. Очевидно, это приводит к увеличению динамических, а также к незначительному росту статических потерь (табл. 4).

Таблица 4. Потери в НПН1 с пассивной снабберной цепью

Статические потери, Вт

Транзистор

5

Диод

14

Динамические потери, Вт

4,2

КПД, %

94,5

Практические результаты показали, что даже применение SiC-диодов в снабберной цепи не позволяет повысить КПД. Хотя, согласно технической документации, эти диоды имеют время обратного восстановления, равное 0, паразитная емкость все же существует и сквозной ток возникает.

Существуют различные способы реализации пассивных цепей, но каждый из них подразумевает наличие дросселя, накопительных конденсаторов, которые могли бы перехватить энергию в момент коммутации, и диодов, обеспечивающих сброс накопленной энергии [8]. Потери в каждом из этих способов примерно одинаковы.

 

Снабберная цепь с дополнительным транзистором

Вариант реализации данной схемы на основе НПН2 представлен на рис. 3 [4]. Данный способ интересен тем, что позволяет отпирать силовой транзистор в нуле напряжения, то есть паразитная емкость «сток–исток» к моменту открытия ключа VT1 полностью разряжена, что исключает возникновение короткого замыкания, а также разряд емкости на сопротивление канала транзистора. Транзистор VTдоп открывается до VT1, в этом случае ток протекает через обратный диод силового транзистора, и паразитная емкость «сток–исток» разряжается. Амплитуда тока в дросселе La, а также время открытого состояния VTдоп определяются параметрами резонансной цепи LaCa. Так как в схеме присутствует дополнительный ключ VTдоп, который также обладает паразитными параметрами, короткое замыкание возникает через него. Он отпирается в нуле тока, т. е. при заряженной емкости «сток–исток».

Повышающий преобразователь с активной снабберной цепью

Рис. 3. Повышающий преобразователь с активной снабберной цепью

Дополнительный транзистор выбирается исходя из минимальной паразитной емкости и максимального импульсного тока. На первый взгляд, трудностей возникать не должно, но очень многое определяет диапазон регулирования НПН, т. е. максимальное и минимальное значение скважности, при котором преобразователь функционирует. В крайних режимах работы наличие снабберной цепи вносит ограничения, поскольку протекание резонансного процесса требует времени, которое во многом определяется величиной снабберного дросселя. При малом значении индуктивности значительно расширяется диапазон регулирования, но возрастает величина импульсного тока. Чем больше этот ток, тем меньше должно быть сопротивление канала снабберного транзистора, а значит, возрастает величина паразитной емкости.

Для оценки потерь необходимо произвести выбор дополнительного транзистора. Рассмотрим два случая:

  • транзистор обладает достаточно большим сопротивлением канала 0,2 Ом, но малым временем включения — 18 нс;
  • параметры дополнительного и силового транзисторов идентичны — 60 нс/40 мОм.

Потери мощности, возникающие при импульсном токе порядка 30 А, что соответствует длительности переходного процесса в резонансной цепи около 300 нс, приведены в таблице 5.

Таблица 5. Потери мощности при использовании снабберной цепи с дополнительным транзистором

 

Дополнительный транзистор, нс/мОм

18/200

60/40

Статические
потери, Вт

Силовой транзистор

1,3

Дополнительный транзистор

6,2

1,3

Диод

7

Динамические потери, Вт

8,4

10,1

КПД, %

94,2

95,4

Как показано в таблице, при использовании транзистора с малым сопротивлением канала КПД будет выше, т. е. определяющими являются статические потери. Введение снабберной цепи не только не принесло значимых положительных результатов, но и снизило КПД, поскольку статические потери значительно возросли, при этом сохранились динамические потери. Динамические потери примерно в пять раз выше статических (10,1 Вт к 1,3 Вт), т. е., исключив из схемы снабберные диоды, можно получить прирост КПД примерно на 0,9%.

 

Снабберная цепь с дополнительным транзистором и последовательным резонансным контуром

В данном случае (рис. 4) снабберные диоды отсутствуют, а контур подключается до отпирания основного транзистора VT1, в результате силовой ключ отпирается в нуле напряжения (как и в предыдущей схеме). И хотя дополнительный ключ отпирается в нуле тока, в схеме отсутствуют снабберные диоды, которые бы обеспечили возникновение короткозамкнутого контура. То есть динамические потери определяются разрядом паразитной емкости на сопротивление канала дополнительного ключа, в этом случае потери составляют единицы-десятки милливатт, и ими можно пренебречь.

НПН2 с дополнительным транзистором и последовательным резонансным контуром

Рис. 4. НПН2 с дополнительным транзистором и последовательным резонансным контуром

Результаты расчета потерь схемы на рис. 4 приведены в таблице 6.

Таблица 6. Потери мощности при использовании снабберной цепи с дополнительным транзистором и последовательной резонансной цепью

Статические потери, Вт

Силовой транзистор

1,3

Дополнительный транзистор

1,1

Диод

7

КПД, %

97,7

Особенностью данной цепи является то, что она может применяться как в повышающем, так и в понижающем преобразователе без внесения каких-либо изменений.

Хотя схема, приведенная на рис. 4, показала наилучшие результаты по КПД, тем не менее она также не лишена недостатков. Выбор транзистора затруднен значительно возросшим напряжением, прикладываемым к дополнительному ключу. В зависимости от величины индуктивности оно может достигать 3–4Vs (voltage source), что недопустимо при высоком питающем напряжении.

Анализируя принцип работы множества схем, обеспечивающих мягкую коммутацию, можно прийти к выводу, что для достижения наилучших показателей транзисторы необходимо коммутировать исключительно в нуле напряжения, когда их паразитная емкость «сток–исток» разряжена.

 

Квазидвухтактная схема

Схема на рис. 5 является одновременно понижающим и повышающим преобразователем (buck-boost converter), но алгоритм работы ключей сформирован таким образом, что обеспечивается коммутация в нуле напряжения для всех четырех ключей. Подробно алгоритм работы данной схемы рассмотрен в [9].

Buck-boost converter

Рис. 5. Buck-boost converter

Такого рода преобразователь можно условно назвать квазидвухтактным, т. к. он работает как однотактный, но создается дополнительный контур, который позволяет току беспрепятственно циркулировать, не обрываясь.

В этом преобразователе динамические потери стремятся к нулю, поэтому КПД будет определяться статическими потерями, но, в отличие от предыдущих схем, на четырех транзисторах. Потери будут меняться в зависимости от того, какой режим необходимо получить. Ограничимся рассмотрением режима повышающего преобразователя. Тогда суммарные потери составят порядка 20 Вт, что примерно равно потерям в схеме с дополнительным транзистором и последовательным резонансным контуром. То есть КПД будет равен 97,5%, но, в отличие от предыдущей схемы, на транзисторах не будет возникать перенапряжения.

 

Заключение

В статье рассмотрены базовые принципы построения снабберных цепей, большинство существующих схем работают в соответствии с рассмотренными алгоритмами, а потому имеют практически идентичные характеристики.

Подводя итоги, можно сказать, что применение однотактных схем с мягкой коммутацией зачастую не приносит положительного эффекта. При низкой мощности преобразователя применяются MOSFET, которые обладают хорошим быстродействием, в этом случае статические потери преобладают над динамическими, и даже если динамические потери удается устранить, КПД возрастает незначительно.

Схемы мягкой коммутации в однотактных НПН разрабатываются для частных случаев и больше подходят для мощных преобразователей (свыше 5 кВт), где применяются IGBT-модули с плохими динамическими характеристиками. В этом случае применение быстрых MOSFET или же быстродействующих диодов в качестве элементов снабберных цепей значительно повысит КПД устройства.

В отличие от однотактных схем квазидвухтактная может применяться для любых мощностей, при этом прирост КПД будет иметь место. Тем не менее она также имеет недостатки. Как и любая схема, обеспечивающая мягкое переключение транзисторов, квазидвухтактная имеет ограниченный диапазон регулирования, поскольку в первую очередь ток должен протекать через обратные диоды транзисторов, что требует небольшой задержки при переключении, и, как следствие, повышение частоты ограничено дискретизацией системы управления, т. е. минимальным шагом при регулировании ШИМ. В настоящий момент наилучшими характеристиками обладают программируемые логические интегральные схемы (ПЛИС), что делает разработку системы управления непростой задачей

Литература
  1. В. Гавриков. Мощные нитрид-галлиевые транзисторы (GaN) от EPC — конец эры кремния? // Новости электроники. 2015. № 7.
  2. Д. Меджахед, Д. Цветков. «Идеальные диоды» от компании STMicroelectronics // Новости электроники. № 14.
  3. Bodur H. A new ZVT-ZCT-PWM DC-DC converter // IEEE Trans. Power Electron. 2010. Vol. 25. № 8.
  4. Altintas N. A Novel ZVT-ZCT-PWM Boost Converter // IEEE Transactions on Power Electronics. Vol. 29. № 1.
  5. Мелешин В. И. Управление транзисторными преобразователями электроэнергии. М.: Техносфера, 2011.
  6. Воронин П. А. Силовые полупроводниковые ключи. Семейства, характеристики, применение. М.: Изд. дом Додэка–ХХ1, 2001.
  7. А. Н. Селяев, И. Е. Гребенев, А. Н. Лапин, В. В. Шкоркин. Электромагнитная совместимость устройств промышленной электроники. Руководство к организации самостоятельной работы. Томск: ТУСУР, 2007.
  8. Bodue, A. Faruk Bakan. An improved ZCT-PWM DC-DC Converter for high-power and frequency applications // IEEE Transactions on industrial electronics. 2004. Vol. 51, № 1.
  9. Waffler, J. W. Kolar. A novel low-loss modulation strategy for high-power bidirectional buck+boost converters // IEEE Trans. Power Electron. 2009. Vol. 24. № 6.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *