Авиабортовой электроэнергетический комплекс с магнитоэлектрическими стартер-генераторами для полностью электрифицированных самолетов

№ 6’2016
PDF версия
В статье рассмотрена структура магистрального канала авиабортового электроэнергетического комплекса с магнитоэлектрическими стартер-генераторами и дифференциальными звеньями постоянного повышенного напряжения для параллельного включения каналов. Предлагаются нетрадиционные схемотехнические решения для многофункциональных импульсных преобразователей в качестве базовых унифицированных модулей для синтеза модульно-масштабируемой архитектуры электроэнергетического комплекса, позволяющие улучшить технологичность в производственной, монтажной и эксплуатационно-ремонтной областях. Решения защищены приоритетом РФ и реализуемы с учетом импортозамещения в номенклатуре силовых полупроводниковых приборов. Статья представляет интерес для широкого круга специалистов в области транспортной (в особенности авиабортовой) силовой электроники и автономных систем электроснабжения, в частности, полностью электрифицированных самолетов.

Введение

Современная концепция так называемых «более (или полностью) электрифицированных самолетов» (БЭС или ПЭС) предусматривает замену исполнительных пневмо- и гидроприводов на электроприводы или на интегральные электро-гидростатические приводы, а также исключение приводов постоянной частоты вращения (ППЧВ) для магистральных электрогенераторов. При этом суммарная электроэнерго­вооруженность, т. е. установочная мощность электроэнергетического комплекса (ЭЭК) широко­фюзеляжного самолета, может достичь 1,5 МВт и более [1–4]. Так, например, в самолете Боинг-787 с двумя маршевыми и вспомогательной силовыми установками (СУ и ВСУ) и шестью магистральными стартер-генераторами (мощностью 250 кВт каждый) суммарная установочная мощность ЭЭК составляет 1,5 МВт. В качестве магистральных стартер-генераторов в большинстве зарубежных и отечественных публикаций рекомендуется использовать встроенные в СУ безредукторные магнитоэлектрические стартер-генераторы с высокоэнергетичными (редко­земельными) постоянными магнитами на роторе, не имеющем собственных подшипников (с утроенным воздушным зазором — 1,2 мм). Напряжение стартер-генератора магнитоэлектрической машины (Ст-Г-МЭМ) является нестабильным по частоте и амплитуде (например, в диапазоне 360–800 Гц 115/200–250/440 В). Поэтому для параллельного включения магистральных каналов и для удобства статического преобразования в нормированное ГОСТом трехфазное напряжение со стабильными параметрами (400 Гц, 115/200 В) используется звено постоянного повышенного напряжения (ЗППН ±270 В или ±540 В, нормируемого в ГОСТ [5]). Авторами, в частности, предложено использовать дифференциальное звено постоянных повышенных напряжений (ДЗППН 0±270 В) с заземленным среднепотенциальным выводом [2, 4].

Помимо магистральных генераторов, для аварийного и бесперебойного питания жизненно важных потребителей энергии в ЭЭК используется традиционная подсистема распределения постоянного низкого напряжения (±27 В) с подключаемыми к ней резервными аккумуляторами (а в будущем, возможно, и суперконденсаторными (ионисторными) батареями).

Для взаимосвязи распределительных устройств (РУ) с вышеуказанными напряжениями (РУ 360–800 Гц, РУ 400 Гц и РУ ±27 В), а также ЗППН (ДЗППН) используются статические вторичные источники электропитания (ВИЭП), в том числе источники бесперебойного питания (ИБП), с различными функциями: выпрямитель, в частности — с коррекцией коэффициента мощности (В-ККМ), повышающе-понижающий импульсный конвертер (ИК), инверторы прямоугольного (высокочастотного) и синусоидальных напряжений (ИПН и ИСН) или/и токов (ИПТ и ИСТ), импульсный преобразователь частоты (ИПЧ). При этом наибольшей эффективностью в производственной, монтажной и эксплуатационно-ремонтной областях обладают ЭЭК с модульно-масштабируемой архитектурой на базе унифицированных модулей многофункциональных импульсных преобразователей (МИП).

Авторами предлагаются один из вариантов структуры магистрального канала авиабортового ЭЭК и схематические решения для унифицированных модулей МИП, пригодных для реализации модульно-масштабируемой архитектуры, разработанные ими и частично опубликованные ранее [2, 4].

 

Структура и силовая схема магистрального канала авиабортового ЭЭК

Структура и схема магистрального канала авиабортового ЭЭК приведены на рис. 1. Там же указаны обозначения основных преобразовательных узлов. Структура реализует взаимосвязь центральных и локальных (периферийных) распределительных устройств:

РУ fvar, Uvar; ЦРУ fvar, Uoconst; ЦРУ fconst, Uconst, ЦРУнпн (±27 В) и двух дифференциальных звеньев постоянных повышенных напряжений: ДЗППН1,2 (0±270 В) для параллельного включения магистральных каналов, подключения к розетке (разъему) аэродромного питания (РАП) и к ВИЭП, в частности: ОВИП (ИСН), ДИВП (ИПН), ОНИК, полумостовых инверторов трехуровнего напряжения и др. Рассмотрим особенности и принципы действия основных узлов схемы.

Структура и силовая схема магистрального канала авиабортового ЭЭК

Рис. 1. Структура и силовая схема магистрального канала авиабортового ЭЭК

Виенна-выпрямитель с коррекцией коэффициента мощности и стабилизацией напряжения (В-В-ККМ-СН)

Основным назначением этого узла является питание ДЗППН1 от Ст-Г-МЭМ. Коррекция коэффициента мощности осуществляется с помощью повышающего трехфазного импульсного модулятора на базе двунаправленных электронных ключей (ДЭК) и первого индуктивно-емкостного фильтра (Lф1–Сф1) на входе мостового выпрямителя (МВ). Она позволяет за счет снижения реактивной мощности и подавления высших гармоник в спектрах фазных токов и напряжений МЭМ существенно снизить тепловые потери в ее обмотках (якорных и демпферных) и в магнитопроводе (т. е. повысить надежность и КПД). В отличие от классического Виенна-выпрямителя в предложенной схеме ко входу МВ подключено через второй индуктивно-емкостный фильтр (Lф2–Сф2) ЦРУ трехфазного напряжения со стабилизацией амплитуды: ЦРУ fvar, Uoconst (360–800 Гц, 115/200 В), нормируемое в ГОСТ 2010 г. на качество электроэнергии авиабортовых систем электроснабжения [5]. Указанная стабилизация амплитуды переменного напряжения обеспечивается одновременно со стабилизацией выпрямленных дифференциальных напряжений (0±135 В) за счет широтно-импульсной модуляции ДЭК с отрицательной обратной связью по выпрямительным напряжениям и не требует специальных дополнительных устройств.

МИП на базе двунаправленных инверторно-выпрямительных преобразователей с ДИВП1,2 (ИПТ) и трансформаторного звена высокой частоты (ТЗВЧ)

Основным назначением МИП с совокупностью указанных узлов является:

  • питание ЦРУпнн(±27 В) и зарядка аккумуляторной батареи (АБ) от ДЗППН2 (0±270 В);
  • питание ЦРУ ≈ fconst, Uconst (400 Гц, 115/200 В) от ДЗППН2 и от резервной АБ;
  • питание ДЗППН2 от ЦРУпнн и/или от АБ.

Все три указанные функции одновременно можно определить как функции комбинированного ИБП. Ядром такого ИБП является обратимый трансформаторный импульсный конвертер (ОТИК). На рис. 2 приведены силовые схемы ОТИК со ЗВЧ в составе МИП в двух вариантах: а) на базе однотактных импульсных модуляторов (ОИМ1,2); б) на базе двухтактных импульсных модуляторов (ДИМ1,2). Рассмотрим их работу в указанном порядке.

Схемы

Рис. 2. Схемы:
а) низковольтного ОИМ1 и высоковольтного ОИМ2;
б) низковольтного ДИМ1 и высоковольтного ДИМ2

 

Вариант ОТИК на базе ОИМ1,2

Схемы низковольтного ОИМ1 и высоковольтного ОИМ2 (рис. 2а) близки по своей топологии и могут считаться существенно модернизированными топологиями трансформаторной схемы Кука [6]. Помимо фильтровых конденсаторов (Сф1,2), они содержат буферные конденсаторы (СБ1,2) и взаимоиндуктивно-связанные балластные реакторы (LБ1,2) и трансформаторные обмотки (N1,2). В отличие от указанной схемы Кука, они обратимы (двунаправлены), а также содержат цепи для рекуперации энергии индуктивностей рассеяния реакторов и трансформатора (диоды VD1,2), шунтирующие транзитные ключи (VT2 и VT4), а также нерассеивающие (тепла) демпферно-снабберные цепочки (ДСЦ) для защиты ключей от перенапряжений и для мягкой коммутации (демпферные дроссели LД1-4, снабберные конденсаторы ССН1-4 и зарядно-разрядные двухдиодные стойки VDз1-4–VDp1-4). Кроме этого, ОИМ2 содержит блокирующую колебания диодно-тиристорную цепь (VD5–VS). При этом взаимо­индуктивная связь реакторов изменена на противоположную. Указанная модернизация существенно повышает КПД и удельную мощность ОТИК и снижает помехоизлучения за счет дополнительной трансформации токов через трансреактор (LБ1,2) — с прямоходовой и обратноходовой трансформацией и за счет нерассеивающих ДСЦ для мягкой коммутации (с малыми коммутационными тепловыми потерями).

Симметрия схемы ОТИК позволяет рассмотреть только режим прямого преобразования электроэнергии (от Сф1 к Сф2). В этом режиме ключи VT1, VT2 и VT4 коммутируются с высокочастотной широтно-импульсной модуляцией (ШИМ с постоянным периодом Тшим и регулируемыми длительностями импульсов t1 = γ1Тшим, t2 = γ2Тшим и t4 = γ4Тшим). К началу произвольного периода Тшим конденсаторы Сф1,2 и СБ1,2 заряжены с полярностями, указанными на схеме, а полное потокосцепление транс­реактора LБ1,2 имеет нулевое значение за счет встречно направленных токов (к VT1 и от VT3, соответственно) в цепях: LБ1–СБ1–VD1–LБ1 и LБ2–обратный диод VT3–VD5–Сф1–LБ2. При очередном синхронном включении ключей VT1 и VT2 полные потокосцепления трансреактора (LБ1,2) и трансформатора (N1–N2) нарастают (этап dy/dt > 0) вместе с токами в цепях: Сф1–LБ1–VT1–Сф1; СБ1–VT1–N1–CБ1) и N2–Сф2–LБ2–СБ2–N2 (прямоходовая зарядка Сф2) в течение длительности нарастания tн = t1 = γ1Тшим. Затем ключ VT1 выключается, а ключ VT2 остается включенным, и полные потокосцепления трансреактора (незначительно) и трансформатора (до нуля) снижаются (dy/dt 0) вместе с токами в цепях: LБ1–VD2–VT2–LБ1; N1–VD1–Сф1–N1 (рекуперация энергии индуктивности рассеяния N1), LБ2–VD3–CБ2 (подзарядка CБ2 за счет ЭДС индуктивности рассеяния LБ2) и N2–CБ2–обратный диод VT3–N2 (подзарядка СБ2 за счет трансформатора ЭДС N2) в течение длительности Dt1 = (γ2–γ1)Tшим (токозамыкающая первая пауза). Затем включается ключ VT4, и полное потокосцепление транс­реактора продолжает также незначительно снижаться вместе с токами в цепях LБ1–СБ1–VD1–LБ1 и LБ2–VT4–VD4–LБ2, а затем и в цепях LБ1–СБ1–N1–Cф1–LБ1 и N2–СБ2–обратный диод VT3–N2, в течение длительности Dt2 = γ4Tшим (токозамыкающая вторая пауза). И наконец, выключается ключ VT4, после чего полное потокосцепление трансреактора круто спадает (этап dy/dt<< 0) вместе с токами в цепях: LБ2–VD3–CБ2–LБ2 (обратноходовая зарядка СБ2); LБ1–СБ1–VD1–LБ1 (подзарядка СБ1 за счет энергии трансреактора) в течение оставшейся от Тшим длительности (1–γ1–γ4)Тшим.

Далее указанные процессы выскочастотно-переодически качественно повторяются, осуществляя зарядку Сф2 и СБ2. Обратное преобразование (от Сф2 к Сф1) производится аналогичным образом. Следует отметить, что, несмотря на однотактность коммутации, трансформатор не подвержен насыщению магнитопровода, так как питается через звено знакопостоянного тока (LБ1,2) и не является трансформатором напряжения, требующим симметрирования вольт-секундных параметров.

 

Вариант ОТИК на базе ДИМ1,2

Схемы низковольтного ДИМ1 и высоковольтного ДИМ2 (рис. 2б) также однотипны по своей топологии и содержат (каждая): двухконденсаторную фильтровую стойку (Сф1,2 и Сф3,4) с уравнительным делителем напряжения (УДН1,2); балластный реактор (LБ1,2) общего трансреактора (Т–L); два модуляторных ключа (VT1,2 и VT3,4); шунтирующий ключ (VTш1,2); блокирующий диод (VDБЛ1,2); два рекуператорных тиристорных вентиля (VS1,2 и VS3,4). Каждый УДН состоит из двухсекционного уравнительного реактора (Lур1,2) и двух диодно-ключевых стоек, включенных в параллель по схеме косого моста. Помимо этого, ДИМ1,2 могут быть снабжены дополнительной двухдиодной стойкой (VD’–VD” — показаны пунктиром). Для упрощения рассмотрения нерассеивающие демпферно-снабберные цепочки (ДСЦ), аналогичные ДСЦ первого варианта, на схеме не показаны.

При прямом преобразовании энергии (Сф1,2 к Сф3,4) ДИМ1 работает в качестве высоко­частотного двухтактного инвертора прямоугольного тока, а ДИМ2 — в качестве выпрямителя с дифференциальным выходом. На очередном полупериоде (первом такте) ШИМ (0,5Тшим) при включении VT1 и VS4 полные потокосцепления трансреактора (T–L) и ТЗВЧ нарастают (этап dy/dt > 0) вместе с токами в цепях Сф1–LБ1–N’–VT1–Cф1 и LБ2–N2’’–VS4–VDБЛ2–Сф3–LБ2 (прямоходовая зарядка Сф3) в течение длительности tн = γн0,5Тшим. Затем VT1 выключается, а включаются VTш2 и VS1 (VS4 остается включенным), и полные потокосцепления приблизительно сохраняются (этап dy/dt 0) вместе с короткозамкнутыми токами в цепях LБ2–N2’’–VS4–VDш2–VTш2–LБ2 и LБ2–VD2’–VDш2–VTш2–LБ2 в течение длительности токозамыкающей паузы Dt = γп0,5Тшим, а также с током рекуперации энергии рассеяния обмоток LБ1 и N1’в цепи LБ1–N1’–VS1–VDБЛ1–Сф2–LБ1. Здесь уместно заметить, что шунтирование N2 и LБ2 существенно снижает величину рекуперируемой энергии (за счет исключения ЭДС взаимоиндукции в LБ1 и N1), а следовательно, повышает КПД последующей за этим обратноходовой трансформации тока зарядки стойки Сф3,4. По истечении указанной паузы ключ VTш2 выключается (VS4 остается включенным), и потокосцепления частично (или полностью) спадают (этап dy/dt< 0) вместе с током в цепи LБ2–N2’’–VS4–VDБЛ2–Сф3–LБ2 в течение оставшейся от 0,5Тшим длительности (1–γн–γп)0,5Тшим. Затем следует аналогичный второй полупериод (второй такт) с участием ключа VT2, и далее процессы высокочастотно-периодически качественно повторяются, осуществляя прямое преобразование.

При обратном преобразовании энергии (от Сф3,4 к Сф1,2) происходят аналогичные двухтактные процессы, и производится зарядка резервной АБ.

При обоих преобразованиях в обоих вариантах схем (рис. 2а, б) могут одновременно трансформироваться токи в фазных обмотках NA,B,C, которые, циклически-реверсивно выпрямляясь в трехфазном циклоконвертере (ЦКА,В,С) и сглаживаясь в индуктивно-емкостных П-образных фильтрах низкой частоты (Lф–Сф), формируют либо на шинах А, В, С ЦРУ fconst, Uconst трехфазное синусоидальное напряжение 115/200 В, 400 Гц, либо на шинах РУ fvar, Uvar регулируемое напряжение в диапазоне 0–400 Гц, 0–115/200 В — в режиме стартерного запуска СУ через Ст-Г-МЭМ (рис. 1).

Сравнивая между собой варианты схем ОТИК (рис. 2а, б), можно отметить следующие явные преимущества каждого из них:

  • в первом варианте меньшее число п/п элементов (VT, VS, VD) и более простые алгоритмы управления;
  • в первом варианте отсутствует реверс полного потокосцепления трансреактора при переключениях направлений преобразования, что повышает быстродействие в переходных процессах при регулировании и стабилизации с отрицательной обратной связью в контуре управления;
  • во втором варианте реализуется связь как с униполярным, так и с дифференциальным звеньями постоянных повышенных напряжений, причем во втором случае — с произвольной асимметрией нагрузок в плечах;
  • во втором варианте более симметричное распределение токов и напряжений в обмотках трансформатора (ТЗВЧ) и в п/п элементах на периоде ШИМ, позволяющее повысить удельную мощность устройства;
  • во втором варианте полностью исключена возможность насыщения магнитопровода трансформатора, питаемого прямоугольным током (меандр) через реакторы, что позволяет уменьшить его размеры и массу.

Остальные преимущества вариантов могут быть выявлены при их компьютерном моделировании и экспериментальных исследованиях с учетом конкретных технических заданий.

 

Уравнительные делители напряжений (УДН)

УДН1,2 представляют собой двунаправленные (обратимые) «транспортеры заряда» конденсаторов фильтровых стоек (Сф1,2 и Сф3,4 на рис. 2б). Заряды транспортируются с помощью параллельных диодно-ключевых стоек, образующих косой четырехплечевой мост. Одна диагональ моста подключена к крайним выводам двухсекционного уравнительного реактора (Lур1,2), а другая — к крайним выводам фильтровой стойки. При включении ключа, подключенного к конденсатору с большим напряжением, происходят нарастание полного потокосцепления реактора (этап dy/dt > 0), сопровождаемое частичной разрядкой указанного конденсатора и прямоходовой зарядкой другого конденсатора через обратно-шунтирующий диод другого ключа. При выключении указанного ключа ток подключенной к нему секции реактора частично (или полностью) спадает (этап dy/dt< 0) через подключенный к ней диод по цепи зарядки другого конденсатора с меньшим напряжением.

К достоинствам приведенных схем УДН относится (по сравнению с полумостовым обратимым конвертером) следующее:

  • исключение цепи «для сквозного сверх­тока» из-за несанкционированного включения обоих ключей (при воздействии на блок управления электромагнитных импульсов молний);
  • возможность автоматического самовыравнивания напряжений при периодической синхронной коммутации обоих ключей (или даже любого одного, но с увеличенной при этом внутренней реактивной мощностью);
  • отсутствие реверса полного потокосцепления уравнительного реактора при переключениях направлений «транспортирования заряда», существенно повышающее быстродействие (качество) регулирования в переходных процессах (например, при резкой асимметрии нагрузок в плечах ДЗППН).

 

Обратимый импульсный конвертер (ОИК) для гальванической развязки ДЗППН1,2

Силовая схема ОИК приведена на рис. 3, где обозначены:

  • 1–2–3 и 17–18–19 — выводы для подключения ДЗППН1,2;
  • 4–5 и 20–21 — первая и вторая фильтровые стойки;
  • 6 — двухобмоточный трансреактор с секциями: 7–8 и 27–28;
  • 9 и 22 — мостовые импульсные модуляторы на базе диодно-ключевых стоек: 10–11, 12–13 и 23–24, 25–26 (со схемами косых мостов);
  • 31–34 — нерассеивающие демпферно-снабберные цепочки;
  • 14 — блок управления с цепями обратных связей (15 и 29) и с импульсно-модуляторными выводами (16 и 30).
Силовая схема обратимого импульсного модулятора

Рис. 3. Силовая схема обратимого импульсного модулятора

Идентичность (зеркальная симметрия) схем модуляторов 9 и 22 позволяет рассмотреть только режим прямого преобразования энергии: от выводов 1–2–3 к выводам 17–18–19. При этом управляющие импульсы поступают только с выводов группы 16 для управления ключами 11 и 13 модулятора 9, а модулятор 22 работает как выпрямитель трапецеидального тока вторичной обмотки 27–28 трансреактора 22.

Если напряжения на конденсаторах питающей фильтровой стойки 4–5 асимметричны, то первым включается ключ, подключенный к конденсатору с бόльшим напряжением, например ключ 11. При этом происходит нарастание полного потокосцепления транс­реактора (этап dy/dt > 0) вместе с токами в цепях: 4–11–7–4; 8–5–обратный диод ключа 13–8 (прямоходовая подзарядка конденсатора 5) и 28–27–обратный диод ключа 26–20–21–обратный диод ключа 24–28 (прямоходовая зарядка стойки 20–21 в течение длительности tи = γТшим. Затем ключ 11 выключается, и полное потокосцепление частично (или полностью) спадает (этап dy/dt< 0) вместе с токами в цепях: 7–5–12–7 (подзарядка конденсатора 5) и 28–25–20–21–23–27–28 (обратно­ходовая зарядка стойки 20–21) в течение длительности Тшимtи = (1–γ)Тшим. Далее процессы высокочастотно-периодически качественно повторяются, осуществляя зарядку стойки 20–21 и выравнивание напряжений на конденсаторах 4 и 5 одновременно с выравниванием напряжений на конденсаторах 20 и 21(симметрирование попарных напряжений U4 = U5 и U20 = U21).

При наличии указанной симметрии на очередном периоде Tшим происходит синхронное включение ключей 11 и 13, после чего на этапе dy/dt > 0 нарастают токи в цепях 5–4–11–7–8–13–5 и 28–27–обратный диод ключа 26–20–21–обратный диод ключа 24–28 (прямоходовая зарядка стойки 20–21) в течение длительности tи = γТшим. Затем оба ключа 11 и 13 синхронно выключаются, и на этапе
dy/dt< 0 частично (или полностью) спадают токи в цепях 27–28–25–20–21–23–27 (обратноходовая зарядка стойки 20–21) за счет ЭДС самоиндукции индуктивности вторичной обмотки 27–28 трансреактора 6 и 7–8–10–4–5–12–7 (рекуперация энергии индуктивности рассеяния первичной обмотки 7–8 трансреактора).

Далее процессы высокочастотно-периодически повторяются, осуществляя прямое преобразование энергии. Обратное преобразование осуществляется аналогичным образом; при этом модуляторы 9 и 22 меняются ролями.

При работе модуляторных ключей осуществляется их мягкая коммутация (без скачков тока и напряжения). Плавная зарядка снабберного конденсатора 32 происходит после выключения ключа 11 через зарядный диод 33 и демпферный дроссель 31, а его полная зарядка — после включения ключей 11 и 13 по цепи 32–11–31–7–8–13–34–32.

К существенным достоинствам схемы ОИК (рис. 3), помимо обратимости, относятся:

  • гальваническая развязка групп дифференциальных выводов;
  • автоматическое выравнивание плечевых напряжений на каждом ЗППН при существенных асимметриях плечевых нагрузок на дифференциальных выводах;
  • способность согласования произвольных уровней напряжений ЗППН1,2;
  • исключение цепей для «сквозных токов» из-за несанкционированных включений ключей при воздействии электромагнитных импульсов молний;
  • высокий КПД и малые помехоизлучения благодаря мягкой коммутации ключей с помощью нерассеивающих демпферно-снабберных цепочек (ДСЦ);
  • способность работы при униполярном питании (например, при обрыве одного из питающих плеч 1–3 и 2–3).

При равенстве напряжений ДЗППН1 и ДЗППН2 (например, 0±270 В), т. е. при равенстве витков в обмотках 7–8 и 27–28 трансреактора 6, эти обмотки рекомендуется мотать вместе в два провода (или все секции — в четыре провода) для снижения индуктивности рассеяния. Это позволяет повысить КПД за счет снижения внутренней реактивной (рекуперируемой) мощности. Для существенного повышения КПД обратноходовой трансформации можно также ввести в схему шунтирующие ключи, а в алгоритм управления — токозамыкающие паузы между этапами dy/dt > 0 и dy/dt< 0, т. е. этап dy/dt 0.

 

Импульсный модулятор

Схема импульсного модулятора (ИМ) представлена на рис. 4. Он предназначен для рекуперации электроэнергии реактивных нагрузок ЦРУ 400 Гц, 115/200 В, а также энергии рекуперативного торможения исполнительных двигателей (причем в широком скоростном диапазоне в случае индивидуального питания двигателя от ЦКА,В,С). ИМ представляет собой сдвоенный (расщепленный) комбинированный понижающе-повышающий полярно-повторяющий конвертер с общим трансреактором (T–L) и двумя парами диодно-ключевых стоек (VD1,2–VT1,2 и VD3,4–VT3,4). Закорачивающие ключи (VT3,4) снабжены нерассеивающими демпферно-снабберными цепочками (Lд, Ссн) с зарядно-разрядными двухдиодными стойками для мягкой коммутации. Применение вместо раздельных реакторов (L1 и L2) объединенного трансреактора (Т–L) позволяет получить самовыравнивание плечевых напряжений на фильтровой стойке Сф3,4 благодаря обратноходовой трансформации тока (при согласном включении обмоток, как показано на рис. 4). При этом полное потокосцепление Т–L является однополярно-пульсирующим (без реверса при переключениях ключей), что повышает быстродействие регулирования (стабилизации) и КПД преобразования.

Схема импульсного модулятора

Рис. 4. Схема импульсного модулятора

Основным рабочими модуляторными ключами являются закорачивающие VT3,4. При их коммутации соответствующие последовательные ключи (VT1,2) могут быть постоянно включены, т. к. основным режимом работы конвертеров является повышающий (бустерный). Однако в схеме предусмотрены еще два резервных режима: понижающий, с коммутацией VT1,2 при выключенных VT3,4, и дозирующий (понижающе-повышающий), с синхронной коммутацией пары (VT1–VT3 и/или VT2–VT4). Указанные резервные режимы используются при существенных асимметриях в трехфазных напряжениях, а также при отказах (сбоях) одного или двух каналов трехфазного циклоконвертора (ЦКА,В,С на рис. 1).

 

Заключение

Рассмотренная структура магистрального канала авиабортового ЭЭК с магнитоэлектрическими стартер-генераторами (с установочной мощностью до 250 кВт) и дифференциальными звеньями постоянного повышенного напряжения (0±270 В) для параллельного включения каналов обеспечивает взаимное резервирование цепей питания переменного и постоянного токов, включая бесперебойное питание всего комплекса от резервных аккумуляторных батарей. Структура позволяет минимизировать число преобразовательных каскадов в цепях питания большинства мощных потребителей для повышения КПД и удельной мощности комплекса.

Предложенные нетрадиционные схемотехнические решения для многофункциональных импульсных преобразователей обеспечивают попарно-обратимое преобразование переменных и постоянных напряжений, нормируемых в ГОСТе на качество электроэнергии авиабортовых ЭЭК, и могут использоваться как базовые при создании высокоэффективных по надежности и удельной мощности унифицированных модулей для синтеза модульно-масштабируемой архитектуры ЭЭК с высокой эффективностью в производственной, монтажной и эксплуатационно-ремонтной областях.

Литература
  1. Левин А. В., Мусин С. М., Харитонов С. А., Ковалев К. Л., Герасин А. А., Халютин С. П. Электрический самолет: концепция и технологии. Уфа: УГАТУ. 2014.
  2. Резников С. Б., Бочаров В. В., Харченко И. А. Электромагнитная и электроэнергетическая совместимость систем электроснабжения и вторичных источников питания полностью электрифицированных самолетов. М.: Изд-во МАИ. 2014.
  3. Левин А. В., Алексеев И. И. Полностью электрифицированный самолет — от концепции к реализации // Авиационная промышленность. 2006. № 2.
  4. Коняхин С. Ф., Резников С. Б., Бочаров В. В., Сыроежкин Е. В., Харченко И. А. Критерии оптимальности и примеры синтеза структуры комбинированной системы электроснабжения переменно-постоянного тока перспективных летательных аппаратов с полностью электрифицированным приводным оборудованием // Электроника и электрооборудование транспорта. 2013. № 2.
  5. ГОСТ Р54073-2010 «Системы электроснабжения самолетов и вертолетов. Общие требования и нормы качества электроэнергии».
  6. Кук С., Ненахов С. Новый DC/DC-преобразователь с нулевыми пульсациями и интегрированными магнитопроводами // Силовая электроника. 2004. № 2.
  7. Резников С. Б., Сыроежкин Е. В., Харченко И. А. Комбинированные системы электроснабжения на базе обратимых электромашинных и статистических преобразователей для полностью электрифицированных самолетов // Вестник Московского авиационного института. 2016.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *