Встроенный термодатчик и «виртуальная» температура кристалла: как использовать сенсор для анализа тепловых режимов силового модуля

Зачем нужны данные о температуре кристаллов?

Термозащита

Основная цель измерения температуры силовых модулей — защита полупроводниковых кристаллов от перегрева. При их медленном нагреве (например, при повышении температуры окружающей среды или небольших, но длительных перегрузках) термозащита обеспечивается путем сравнения показаний датчика с заданным (на стадии проектирования) предельным состоянием. Для динамических нагрузок можно формировать кривые профиля мощности, которые определяют допустимый выходной ток при заданной температуре (например, возможное повышение нагрузки при снижении температуры окружающей среды).

Оптимизация рабочих режимов

Максимальная выходная мощность системы в заданной рабочей точке зависит от множества факторов, в том числе внешних (температура окружающего воздуха, высота над уровнем моря) и электрических (основная частота выходного сигнала). Можно определить предельный ток для каждого конкретного состояния системы, исключающий перегрев кристаллов. Однако такой подход сопряжен с риском сокращения срока службы силового модуля, поскольку он не учитывает воздействие термо­механических стрессов при циклическом изменении мощности [2].

Расчет срока службы

Большинство ресурсных моделей, учитывающих фактор термоциклирования, основано на значении средней температуры T_m и количестве перепадов температуры кристалла dT_j (раздел 2.7.6 [2]). Теоретически это означает, что система, способная вычислять и хранить фактическое значение T_j в процессе работы, может использовать ресурсную модель для определения «оставшегося срока службы» силового модуля. Однако на практике это трудно­достижимо из-за низкой достоверности ресурсных моделей в сочетании со сложностью (и стоимостью) хранения и обработки данных в условиях реального применения.

Встроенный термодатчик

Современные силовые полупроводниковые модули содержат термочувствительный сенсор (термистор NTC или PTC), припаянный к изолирующей DBC-подложке. Из-за компоновочных ограничений (требования по напряжению изоляции) он может быть установлен только в определенных зонах, поэтому показания датчика (T_r), как правило, не соответствуют фактическому нагреву кристалла IGBT или диода.

В модулях SEMIKRON температура сенсора считается приближенной к одной из контрольных точек определения теплового сопротивления R_th (T_c — корпус или T_s — радиатор).

Например:

• SEMiX 3s — датчик находится на отдельной DBC-подложке, величина T_r близка к T_s (рис. 1);
• SKiiP4 — датчик находится на общей медной трассе с IGBT и диодом, при этом T_s< T_r< T_j.

Рис. 1. Положение термодатчиков в безбазовом модуле MiniSKiiP (слева) и стандартном модуле с базовой платой SEMiX 3p (справа)

Однако данное упрощение следует использовать с осторожностью, поскольку показания сенсора зависят от ряда факторов. Так, в некоторых случаях T_r оказывается ниже, чем температура радиатора под наиболее нагретым чипом.

Термодатчик можно рассматривать как узел в упрощенной тепловой схеме Фостера. Если нужна только защита от перегрева при медленно изменяющихся нагрузках и T_r ≈ T_s, то для оценки температуры кристалла T_j используется величина теплового сопротивления R_th(j–s), определенная в спецификации, с некоторым запасом для надежности. Для получения более точных результатов в динамических режимах следует определить тепловой импеданс Z_th(j–r).

Почему значений R_th(j–r)/Z_th(j–r) нет в спецификациях модулей?

Температура датчика и результирующий тепловой импеданс «кристалл-сенсор» зависят от многих факторов, не связанных с конструкцией самого модуля. Основное влияние на распространение температуры в горизонтальной плоскости и вертикальную теплопроводность системы оказывают параметры радиатора и рабочие режимы системы.

Параметры радиатора

Распределение тепла под модулем зависит от следующих факторов:

• охлаждающая среда (воздух или жидкость);
• материал и толщина основания радиатора;
• теплопроводность и толщина слоя термопасты;
• положение модуля и датчика на радиаторе (расстояние до краев и направление потока охладителя, рис. 2);
• расстояние до других модулей на том же радиаторе.

Рис. 2. Влияние положения модуля и термодатчика на распределение тепла

По этой причине для силовых полупровод­никовых ключей в спецификации указывают значения тепловых сопротивлений R_th(j–s) и R_th(j–c), а не R_th(j–r). Исключением являются модули, которые производятся, квалифицируются и поставляются вместе с радиатором (например, IPM SKiiP).

Режимы работы системы

Рабочие режимы определяют величину и распределение потерь между ключами, входящими в модуль. На рис. 3 показаны результаты теплового моделирования приводного модуля MiniSKiiP CIB (Converter-Inverter-Brake) 50 A/1200 В на радиаторе с воздушным охлаждением (T_a = +25 °C, R_th(s–a) ≈ 0,13 К/Вт). В левой части рисунка модуль работает в «инверторном» режиме (22 кВт, cos j = 0,85), отличающемся высокой нагрузкой на IGBT и питанием DC-цепи от входного выпрямителя. Справа — тот же модуль в «тормозном» режиме (22 кВт, cos j = –0,85), когда энергия торможения рассеивается во внешнем резисторе. Датчик температуры находится в левом нижнем углу подложки.

Рис. 3. Модуль CIB MiniSKiiP на воздушном радиаторе (вид сверху) в инверторном режиме (cos φ = 0,85) и тормозном режиме (cos φ = –0,85)

Как видно из таблицы 2, тепловое сопротивление датчика очень сильно зависит от режима работы. Кроме того, R_th(j–r) может значительно отличаться от R_th(j–s), то есть упомянутое ранее предположение «T_r ≈ T_s» не всегда справедливо (табл. 3).

Определение R_th(j–r)/Z_th(j–r)

Методы измерения

По причинам, перечисленным выше, тепловое сопротивление/импеданс «кристалл-радиатор» должно определяться для каждого конкретного приложения. Существует три экспериментальных метода измерения величины R_th между IGBT или диодом и термодатчиком. Полученные результаты следует сравнить с компьютерной моделью, созданной методом конечных элементов, для верификации и упрощения определения R_th в других условиях эксплуатации.

В процессе испытаний через каждый транзистор пропускается ток и производится измерение температуры сенсора и соответствующего ключа (рис. 4). Величина R_th(j–r) фиксируется в установившемся режиме при заданной нагрузке. При измерении Z_th(j–r) ток увеличивается ступенчато, а температура непрерывно измеряется датчиком. Для расчета потерь используются значения тока I_load и напряжения V_device на ключе. На практике применяется понижающая функция (отключение мощности), а измеренные значения затем инвертируются, поскольку это единственный способ достичь устойчивого состояния для температурно-зависимых потерь.

Рис. 4. Изменение температуры чипа при пропускании тока

Методы измерения теплового сопротивления

Использование термопары

Для проведения тестов изготавливается специальный модуль с термопарами, приклеенными к поверхности чипов с помощью теплопроводящей эпоксидной смолы (рис. 5).

Рис. 5. Модуль SEMiX 3p с термопарами на поверхности чипов

Регулируемый постоянный ток (при низком напряжении) пропускается через IGBT или диод. Для расчета градиента температуры и теплового сопротивления используются показания термопары и датчика:

Из-за медленной реакции термопар с их помощью возможно определение только статического значения R_th(j–r). Кроме того, они сами вносят погрешность +5…+15 °C, поскольку металлический провод на поверхности чипа действует как радиатор. К тому же из соображений безопасности приходится изолировать термопары в местах их соединения.

Использование инфракрасной камеры

Анализ теплового профиля с помощью инфракрасной камеры производится на специально подготовленном модуле без крышки и без заливки силиконовым гелем. Внутренняя поверхность модуля покрывается матовой краской с равномерной излучающей способностью, чтобы не было отражения. Регулируемый постоянный ток (при низком напряжении) пропускается через IGBT или диод; температура, измеряемая камерой и датчиком, используется для расчета градиента и теплового сопротивления (рис. 6):

Рис. 6. Тепловой профиль модуля SEMiX 3p, полученный с помощью инфракрасной камеры

При правильной калибровке инфракрасная камера высокого разрешения дает точные показания, хотя и с достаточно низкой частотой обновления, что позволяет определить только статическое тепловое сопротивление R_th(j–r). Кроме того, использование инфракрасной камеры в модулях с внутренней DC-шиной (например, стандартные IGBT 62 мм) затруднено, поскольку некоторые чипы находятся под DC-терминалами.

Контроль V_CE(sat) (R_th и Z_th)

Особенностью полупроводниковых приборов является линейная зависимость между температурой кристалла T_j и прямым падением напряжения (V_CE/V_f) на малых токах. Равномерно нагревая модуль в лабораторных условиях, можно получить калибровочную кривую для каждого конкретного элемента (рис. 7). Модуль помещается на испытательный стенд (схема на рис. 7), где на него подаются сильноточные импульсы, создающие потери. Непосредственно после отключения импульсов через кристалл пропускается малый фиксированный ток (100 мА) и выполняется измерение прямого напряжения и определение температуры T_j по калибровочной кривой.

Рис. 7. Схема измерений V_CE, пример калибровочной кривой

Этот метод обеспечивает очень точные результаты и широко используется ведущими производителями силовых модулей для определения динамического теплового импеданса Z_th(j–r) «кристалл-сенсор».

Метод конечных элементов (R_th и Z_th)

Анализ методом конечных элементов (FEA — Finite Element Analysis) производится путем компьютерного моделирования системы «модуль-радиатор». Для создания подобной модели необходима следующая информация, которую предоставляет производитель модуля:

• графическое положение чипов в модуле (координаты X-Y) и топология их соединения;
• толщина, плотность, теплопроводность и теплоемкость конструктивных слоев модуля по оси Z (поперечное сечение).

Использование FEA модели позволяет при известном значении потерь рассчитать температуру кристаллов, радиатора и термодатчика. Данный метод следует применять совместно с одним из других видов испытаний для верификации точности модели (и наоборот).

Рис. 8. Эквивалентная тепловая схема по отношению к термодатчику

Упрощенный метод для периодических функций (квазистационарные условия)

Интегральное решение позволяет вычислить среднюю рассеиваемую мощность за период P_D (например, период основной частоты F_out для ШИМ-инвертора), представляющую собой сумму статических P_cond и динамических потерь P_sw. Частота дискретизации при этом низкая, она находится в диапазоне от 10/f_out до 1 с, таким образом при расчетах допускается использование статического теплового сопротивления R_th(j–r). Потери зависят от температуры, поэтому расчет требует нескольких итераций, где в качестве дополнительного входного сигнала берется T_j. Если величина P_D не изменяется от одного временного шага к другому (или меняется незначительно), то применяется значение T_j из предыдущего расчетного цикла.

Необходимые параметры схемы (пример трехфазного инвертора)

I_rms — среднеквадратичное значение выходного тока на основной частоте сигнала;

M — коэффициент модуляции;

cosφ — коэффициент мощности;

V_cc — напряжение DC-шины;

f_sw — частота коммутации;

f_out — основная частота выходного сигнала.

Расчет потерь

Потери IGBT в составе трехфазного ШИМ-инвертора (за один период):

Потери FWD в составе трехфазного ШИМ-инвертора (за один период):

K_i — степенной коэффициент коррекции зависимости потерь от тока (IGBT ≈ 1, FWD ≈ 0,6);

K_v — степенной коэффициент коррекции зависимости потерь от напряжения (IGBT ≈ 1,35, FWD ≈ 0,6);

TC_sw — температурный коэффициент (IGBT ≈ 0,003, FWD ≈ 0,006);

γ(K_i) — интеграл  (IGBT:g(1)=2, FWD:g(0,6) = 2,3).

Следующие параметры приводятся в технических спецификациях:

V_{CEO_25C};

r_{CE_25C};

E_on+off (измеряется при I_ref, V_ref, T_jref);

TC_Vce (вычисляется как линейная зависимость между V_{F0(low temp)} и V_{F0(high temp)});

TC_rce (вычисляется как линейная зависимость между r_{ce(low temp)} и r_{ce(high temp)});
V_{FO_25C};

r_{F_25C};

E_rr (измеряется при I_ref, V_ref, T_jref);

TC_Vf (вычисляется из линейной зависимости между V_{F0(low temp)} и V_{F0(high temp)});

TC_rf (вычисляется из линейной зависимости между r_{f(low temp)} и r_{f(high temp)}).

Расчет температуры кристаллов

Упрощенный метод, основанный на одиночном статическом измерении теплового сопротивления каждого ключа, не учитывает эффект тепловой связи между ними. Следовательно:

1. Тестируемый чип (IGBT или FWD) должен располагаться максимально близко к датчику.
2. Метод справедлив только для схем со сбалансированными потерями (например, трехфазный инвертор в номинальном режиме работы). Он не подходит для режима остановки привода (когда полумост работает как понижающий преобразователь, а вот IGBT находится далеко от сенсора). Здесь используется стандартная схема Фостера с тепловыми сопротивлениями, привязанными к измеренной температуре датчика T_r на данном временном шаге (рис. 9).

Рис. 9. Процесс расчета на одном временном шаге

Вычисление температуры датчика на одном временном шаге (выборка) — это итерационный процесс, поскольку многие параметры чипа являются термозависимыми.

Коэффициент коррекции на низких частотах огибающей

Описанный выше метод позволяет вычислить средний нагрев кристаллов, но не определяет пиковые значения, возникающие при колебаниях температуры на основной частоте выходного сигнала. Главным образом это относится к работе привода на низких частотах (< 10 Гц) или пусковому режиму. Для корректировки рассчитанных средних значений используется простой поправочный коэффициент (рис. 10), зависящий от теплового сопротивления применяемых приборов.

Рис. 10. Корректирующий коэффициент для T_j(max) = f_(fout)

Следовательно, максимальная температура кристалла с учетом пульсаций на низкой частоте огибающей:

T_{j_IGBT(max)} = F_{corr_IGBT} × R_{th(j–r)_IGBT} × P_IGBT + T_r,

T_{j_FWD(max)} = F_{corr_FWD} × R_{th(j–r)_FWD} × P_FWD + T_r.

Пример: трехфазный ШИМ-инвертор

Параметры модуля SKiiP39AC12T4V1 из технической спецификации:

IGBT: V_{CE_25C} = 0,8 В, r_{ce_25C} = 7 мОм, E_sw = 36,5 мДж, TC_VCE = — 0,0008 В/К, Tc_rce = 2,67E-5 Ом/К;

FWD: V_{FO_25C} = 1,3 В, r_{f_25C} = 5,6 мОм, E_rr = 11,4 мДж, TC_Vf = –0,0032 В/К, Tc_rf = 1,76E-5 Ом/К.

Измеренные значения R_th(j–r):

R_th(j–r)I = 0,3 К/Вт,

R_th(j–r)D = 0,6 К/Вт.

Первый временной шаг, измеренные значения:

I_out = 76 A_rms = 107,48 Apk,

M = 1,

cosj = 0,85,

V_cc = 650 В,

F_sw = 4 кГц,

F_out = 20 Гц,

T_r = +100 °C.

Расчет потерь (первая итерация):

T_{j(avg)_IGBT} = (43,49 Вт + 31,53 Вт) × 0,3 К/Вт + 100 °С = +122,5 °С,

 T_{j(avg)_D} = (8,81 Вт + 10,04 Вт) × 0,6 К/Вт + 100 °С = +111,3 °С.

Тепловая связь

В процессе работы инвертора потери, генерируемые соседними чипами, влияют на температуру исследуемого ключа и, следовательно, на эффективное тепловое сопротивление между ним и датчиком температуры (рис. 11). Количественная оценка взаимных тепловых импедансов позволяет использовать комплексный метод расчета температуры T_j, описанный далее.

Рис. 11. Модель FEA полумостового модуля, иллюстрирующая тепловую связь между чипами и термодатчиком

Таким образом, тепловая связь между кристаллом и датчиком температуры во многом зависит от того, насколько потери в других ключах влияют на объект испытаний (рис. 12). Полупроводниковый элемент, для которого необходимо определить конечную температуру в конкретной схеме, обозначим Self. Уточним, что в данном руководстве определение «ключ» относится к одному электрическому элементу (например, IGBT или диоду). В некоторых других документах под одиночным ключом подразумевается соединение IGBT и антипараллельного диода.

Рис. 12. Определение статической тепловой связи для одного ключа в гипотетическом полумосте

Определение матрицы R_th/Z_th

В лабораторных условиях потери должны генерироваться каждым ключом отдельно, а температура кристаллов измеряться с помощью одного из методов, описанных выше. Следующий пример относится к полумостовой схеме (рис. 12).

1. Потери приложены только к ключу 1 (Self), измеряются T_{j_Switch1} и T_r. Расчет:

2. Потери приложены только к ключу 2, измеряются T_{j_Switch1} и T_r. Расчет:

3. Потери приложены только к ключу 3, измеряются T_{j_Switch1} и T_r. Расчет:

4. Потери приложены только к ключу 4, измеряются T_{j_Switch1} и T_r.

Шаги A–B повторяются для остальных трех ключей. Результаты представлены в виде матрицы (табл. 5).

При использовании динамического теплового импеданса параметр R_{th(j–r)_Switch#,c} заменяется элементом модели Фостера — Z_{th(j–r)_Switch#,c}. Отметим, что матрицу можно упростить, если, например, отсутствует тепловая связь между кристаллами или если шаговый отклик системы может быть смоделирован с применением только одного элемента R_th/Tau.

Комплексный метод step by step (кратковременные, высокие перегрузки и режим опрокидывания крутящего момента)

Во время работы системы потери любого ключа вычисляются в режиме реального времени с использованием измеренных значений. Частота дискретизации высокая: например, 1/f_sw или кратное число. Если f_sw >> f_out, а ток меняется в течение нескольких циклов коммутации незначительно, то можно объединить несколько периодов ШИМ в один шаг расчета, чтобы снизить загрузку контроллера. Для реализации алгоритма необходимо создать матрицу Z_th, как описано выше. В процессе расчета ее можно упростить до матрицы R_th, если частота дискретизации > 0,5 c.

Необходимые параметры схемы (инвертор)

i(t) — мгновенное значение выходного тока;

v(t) — мгновенное значение выходного фазного напряжения;

М — коэффициент модуляции для текущего периода коммутации;

V_cc — напряжение DC-шины;

F_sw — частота коммутации.

Расчет потерь

Методика расчета потерь основана на использовании мгновенных значений параметров понижающего DC/DC-конвертера.

DC_IGBT = 0,5 + v(t)/V_cc;

DC_FWD = 1 — DC_IGBT.

Расчет температуры кристаллов

Температуру любого из N ключей в модуле можно рассчитать в момент времени t_m+1 следующим образом:

где Switch# — исследуемый ключ (также индекс строки); c — индекс столбца исследуемого ключа; N — общее число ключей/строк/столбцов; i — индекс элемента схемы Фостера; n — общее число элементов схемы Фостера для исследуемого ключа.

Для фиксированного градиента Δt_m, значения e^–X и (1 – e^–X) становятся набором констант, которые могут быть включены в матрицу Z_th.

Пример расчета

В этом примере температура верхнего ключа полумостового модуля рассчитывается с помощью величины потерь (табл. 6) для теоретической системы, работающей в течение 1 с. Для упрощения используются постоянные значения потери и постоянная температура датчика, но данный подход применим и для переменных значений. Температура на каждом следующем цикле рассчитывается на основе результатов, полученных на предыдущем временном шаге (рис. 13, табл. 7).

Рис. 13. Процесс вычислений на одном временном шаге

Пользуясь приведенной выше формулой, определяем T_{j_IGBT_TOP} (1c) = +97,8 °C. В данном примере температура ТОР IGBT повысилась на 17,8 °C после 1 с работы. Увеличение на 15,7 °С вызвано саморазогревом кристалла (выделено красным цветом), дополнительный нагрев на 2,08 °С обусловлен влиянием остальных трех ключей (выделено синим, зеленым и фиолетовым цветом). В этом случае все значения положительные, но они могут быть и отрицательными, если потери в других кристаллах уменьшают разность температур между датчиком и исследуемым ключом.

Выводы

Показания встроенного датчика температуры можно использовать для расчета T_j, однако точность таких вычислений во многом зависит от вычислительных ресурсов, которые разработчик готов заложить в процессе проектирования. Надежная защита от перегрева может обеспечиваться при использовании высокого запаса по перегреву и отключении силового каскада при достижении заданного порога температуры.

Более продвинутый «упрощенный» подход включает измерение теплового импеданса R_th(j–r) и предположение равномерного распределения потерь мощности между ключами, при этом вычисляются средние потери для периодических функций. Такой метод требует небольшой вычислительной мощности и может обеспечить эффективную тепловую защиту в том случае, если преобразователь имеет четко определенный профиль нагрузки с медленными переходными процессами.

Для защиты от динамических перегрузок и работы в особых условиях, таких как, например, работа инвертора при «нулевой» частоте, требуется подробная тепловая модель, учитывающая переходные тепловые импедансы между чипами и датчиком температуры. Тщательные измерения параметров позволяют создать индивидуальную модель каждого ключа, определяющую матрицу динамического теплового импеданса всего модуля. При наличии высоких вычислительных мощностей такая матрица дает достаточную информацию о мгновенных температурах в рабочей области, которые могут быть использованы для мониторинга и динамической защиты.