Применение мощных полевых МОП-транзисторов с двойным N-каналом в синхронных преобразователях постоянного тока
В общих чертах напомним, что MOSFET позволяет с помощью низкого напряжения на затворе управлять током, протекающим по каналу «исток–сток». Благодаря этому свойству можно значительно упростить схему управления, а также снизить суммарную, затрачиваемую на управление мощность. В последнее время широкое распространение получили две технологии производства MOSFET: планарная и Trench.
Первые MOSFET были созданы по планарной технологии. Их структура состоит из металла и полупроводника, разделенных слоем оксида кремния (SiO2).
Trench-структура (рис. 1) имеет более высокую плотность ячеек, что выражается в более низком значении сопротивления открытого канала Rds(on). В Trench MOSFET на поверхности подложки создается V-образная канавка, на которую осаждается слой оксида, и затем происходит металлизация. Поле затвора в Trench MOSFET оказывает влияние на гораздо бóльшую область кремния. В результате этого для получения аналогичного Rds(on) требуются меньшие физические размеры, чем при изготовлении MOSFET по планарной технологии.
Полевые транзисторы Trench2 (таблица 1) хорошо подходят для приложений с синхронными DC/DC-преобразователями высокой мощности, которые используются в различных системах, являются надежными и обеспечивают высокие показатели устойчивости при работе с лавинными процессами.
Наименование |
VDSS (max), В |
ID, А (Tc = +25 °C) |
RDS(on), Ом (Tj = +25 °C) |
CISS, пФ |
Qg, нКл |
trr, нс (Tj = +25 °C) |
R(th)JC, °C/Вт |
Pd, Вт |
EAS, мДж |
Корпус |
IXTA220N04T2 |
40 |
220 |
0,0035 |
6500 |
112 |
45 |
0,42 |
360 |
600 |
TO-263 |
IXTP220N04T2 |
TO-220 |
|||||||||
IXTA90N055T2 |
55 |
90 |
0,0084 |
2670 |
42 |
37 |
1,0 |
150 |
300 |
TO-263 |
IXTP90N055T2 |
TO-220 |
|||||||||
IXTA110N055T2 |
110 |
0,0066 |
3060 |
57 |
38 |
0,82 |
180 |
400 |
TO-263 |
|
IXTP110N055T2 |
TO-220 |
|||||||||
IXTA200N055T2 |
200 |
0,0042 |
6800 |
109 |
49 |
0,42 |
360 |
600 |
TO-263 |
|
IXTP200N055T2 |
TO-220 |
|||||||||
IXTA70N075T2 |
75 |
70 |
0,012 |
2580 |
46 |
48 |
1,0 |
150 |
300 |
TO-263 |
IXTP70N075T2 |
TO-220 |
|||||||||
IXTA90N075T2 |
75 |
90 |
0,010 |
3100 |
54 |
50 |
0,82 |
180 |
400 |
TO-263 |
IXTP90N075T2 |
TO-220 |
|||||||||
IXTP80N12T2 |
120 |
80 |
0,017 |
4740 |
80 |
90 |
0,46 |
325 |
400 |
TO-220 |
IXTA80N12T2 |
TO-263 |
Синхронные DC/DC-преобразователи
На рис. 2 показан синхронный понижающий преобразователь, где Q1 называется верхним плечом, или контроль FET, и Q2 называется нижним плечом, или синхронизация FET, и применяется в понижающих синхронных преобразователях постоянного тока. Соотношение Vo/Vin контролирует рабочий цикл Q1.
Для повышения эффективности желательно, чтобы Q2 был открыт, когда Q1 закрыт. Упрощенная схема положений переключателя показана на рис. 3. Он показывает последовательность переключений A–B–C–B–A, где область В называется «мертвое время», когда Q1 и Q2 закрыты, а диод Шоттки D1 открыт, что обеспечивает свободный ход в индуктивной цепи. Для повышения эффективности схемы желательно сократить «мертвое время» до минимума. Однако если «мертвое время» ниже, чем время открытия или закрытия транзисторов, схема может перейти в состояние D, когда Q1 и Q2 закрыты, что станет причиной короткого замыкания в источнике входного напряжения Vin. Состояние D нежелательно, поскольку выводит из строя транзисторы Q1 и Q2. Значения величин на рис. 4 можно рассчитать по следующим формулам:
период переключения Ts = Ton+Toff;
частота переключений fs = 1/Ts;
рабочий цикл D = Ton/Ts = Ton/(Ton+Toff);
время включения Ton = DTS;
время выключения Toff = (1–D)Ts.
Лучшим решением считается выходное напряжение постоянного тока с низкими пульсациями. Пульсации тока DIL1(t), которые заряжают и разряжают выходной конденсатор C1, как показано на рис. 5, обратно пропорциональны индуктивности L1. Конденсатор заряжается в период, когда IL1(t) больше Io. Пульсации выходного напряжения компонентов можно рассчитать, поделив заряд (DQ), который течет в C1 в это время, на значение емкости С1.
Пульсации тока и напряжения на выходе дросселя
Напряжение индуктивности может быть определено как:
VL = L1 × di/dt = Vin–Vo,
или
Di = DIL1(t) = Dt(Vin–Vo)/L1 при Dt = Ton = DTs.
Пульсации тока:
Заряд DQ можно определить, вычислив площадь треугольника с высотой DIL1(t)/2 и шириной Ts/2, как показано на рис. 5.
Пульсации напряжения:
где fC = 1/2p√L1C1 — выходной фильтр нижних частот (ФНЧ) резонансной частоты, fS — частота переключения. Значение индуктивности L1 и эффективное последовательное сопротивление (ESR) выходного конденсатора C1 влияют на выходные пульсации напряжения DVL. Рекомендуются конденсаторы с максимально низким возможным ESR. Например, конденсаторы на 4,7–10 мкФ в технологии X5R/X7R есть с ESR около 10 мОм.
Формулы для проектирования
Пульсации напряжения/тока, индуктивностей и емкостей
Пульсации выходного напряжения:
Пульсации тока:
Выходная индуктивность:
Выходная емкость:
C1 ≥ DIL1/8fSDVo,
так как
Выходная частота среза входного фильтра:
fC = 1/2p√L1C1. (7)
Расчет потерь мощности в синхронном преобразователей
Потери в синхронном преобразователе могут быть рассчитаны по формуле:
Робщее = PC+PSW+PGate+PBD, (8)
где: PC — потери проводимости; PSW — потери при переключении; PGate — потери на управление затвором; PBD — потери на диоде.
Кроме того, эквивалентное последовательное сопротивление индуктивности и выходного конденсатора играет важную роль при проектировании преобразователя.
Расчет потерь мощности на МОП-транзисторах Q1 и Q2
Потери проводимости (заменим D на 1–D для синхронизации FET, Q2):
PC = (Io√D)2 × RDS(on). (9)
Потери заряда затвора:
Pg—C = VGS × Qg × fS. (10)
Коммутационные потери показаны на рис. 6.
Потери переключения:
Потери во внутреннем диоде являются функцией «мертвого времени» в каждом цикле переключения. Есть два промежутка «мертвого времени» — td1 и td2. «Мертвое время» определяется как необходимое, чтобы предотвратить бросок по питанию в результате сквозного тока, когда оба транзистора Q1 и Q2 закрыты.
Мы можем написать так:
PBD = Ptd1+Ptd2, (12)
где Ptd1 — потери в теле диода в течение мертвого времени td1, а Ptd2 — потери в теле диода в течение мертвого времени td2.
Расчет потерь в драйвере
Рассеиваемая мощность в драйвере определяется формулой:
PDRIVER = QG(onl)VDDfS, (15)
где QG(onl) — полный заряд затвора МОП-транзистора, а VDD — напряжение управления драйвером.
Напряжение на затворе:
VSP = VTH+Io/gfS. (16)
Управляющий ток:
Время нарастания:
tt(on) = QG(on)/IDRIVER(L-H). (19)
Время падения:
tt(off) = QG(on)/IDRIVER(H-L). (20)
Если внешний диод Шоттки (D1) используется в Q2, емкость Шоттки необходимо зарядить в течение включения Q1. Потери мощности для зарядки емкости Шоттки определяются из формулы:
Рассмотрим это более подробно на примере.
Предположим, конструктивные параметры VIN = 12 В, Vo = 3,3 В и Io = 12 A.
Пример конструктивных параметров для синхронных понижающих преобразователей: входное напряжение Vin = 12 В; выходное напряжение Vo = 3,3 В; выходной ток Io = 12 А.
Предположим, что выходное напряжение пульсаций находится в пределах ±1% Vo для Vo = 3,3 В. Выходные пульсации ограничены в пределах DVL(t) ≤0,033 В. Если выходной конденсатор C1 имеет емкость 10 мкФ, то значения катушки индуктивности L1 в диапазоне частот коммутации 100–500 кГц могут быть такими, которые приведены в таблице 2 на основе уравнений 3–7.
Vin, В |
Vo, В |
D |
∆VL, В |
fs, кГц |
C1, мкФ |
∆IL1, A |
L1, мкГн |
fc, кГц |
12 |
3,3 |
0,275 |
0.033 |
100 |
10 |
0,264 |
90 |
5,31 |
200 |
0,528 |
45,31 |
7,48 |
|||||
300 |
0,792 |
30,20 |
9,16 |
|||||
400 |
1,056 |
22,65 |
10,60 |
|||||
500 |
1,32 |
18,12 |
11,83 |
В примере будем использовать драйвер контроллера ISL6594D от Intersil (табл. 3).
Верхнее плечо |
Время нарастания, нс |
Источник тока, А |
Требуемый Qg(on), нс |
источник |
26 |
1,25 |
32,5 |
насыщение |
18 |
2 |
36 |
Нижнее плечо |
Время нарастания, нс |
Источник тока, А |
Требуемый Qg(on), нс |
источник |
18 |
2 |
36 |
насыщение |
12 |
3 |
36 |
Рекомендуемые устройства для данного применения и их параметры приведены в таблице 4.
|
IXTA90N055T2 |
IXTA110N055T2 |
|
VDS, В |
55 |
||
Id25, А |
90 |
110 |
|
Q, нКл |
Qg(on) |
42 |
57 |
Qgs |
14 |
16 |
|
Qgd |
8,5 |
11 |
|
t, нс |
td(on) |
19 |
18 |
tr |
21 |
25 |
|
td(off) |
39 |
40 |
|
tf |
19 |
23 |
|
Rds(on), мОм |
8,4 |
6,6 |
|
Vgs(th), В |
2–4 |
||
gfs |
43 |
49 |
|
Ciss, пкФ |
Ciss |
2670 |
3060 |
Coss |
420 |
497 |
|
Crss |
100 |
105 |
Анализ, основанный на IXTA90N055T2:
QG(SW) = 8,5+14/2 = 15,5 нКл.
«Точка напряжения» определяется по формуле:
VSP = VTH+Io/gfs = 3+15/43 = 3,35 В.
Ток драйвера:
Время нарастания:
tt(on) = 26+10 = 36 нс.
Время спада:
tt(off) = 18+10 = 28 нс.
Потери в верхнем плече (Q1 = IXTA90N055T2)
Потери проводимости:
PCond_Q1 = Io2RDS(on) × 122 × 0,0084 × 0,275 = 0,332 = 332 мВт.
Потери на заряде затвора (предположим fs = 200 кГц):
PGC_Q1 = VGSQgfS = 10 × 42×10–9 × 200×103 = 84 мВт.
Потери при переключении:
Pt = [VDS(max)(IDS(on)tt(on)+IDS(off)tt(0ff))fS]/2 = 12 × 12/2 × (36+28) × 10–9 × 200 × 103 = 0,921 = 921 мВт.
Всего: 332+84+921 = 1337 мВт = 1,337 Вт.
Потери на драйвере ISL6594D
Согласно технической документации, для драйвера ISL6594D VDD = 5 В. Значения параметров драйвера выходного каскада IXS839 приведены в таблице 5.
Подтягивающий к питанию резистор |
RDRIVER(PULL_UP) |
3 Ом |
Подтягивающий к земле резистор |
RDRIVER(PULL_DOWN) |
2,2 Ом |
Сопротивление затвора драйвера |
RGATE |
2 Ом |
Рассеиваемая мощность в драйвере ISL6594D рассчитывается по формуле:
PDRIVER = (Tj–Ta)/RthJC = QG(total)VDDfSW,
где VDD = 10 В и fS = 200 кГц (предположим для этого случая).
Предполагаемая мощность, рассеиваемая на драйвере:
PD ≈ 42×10–9 × 10 ×200×103 = 84 мВт.
Потери питания при «мертвом времени»
В период «мертвого времени» диод Шоттки (или интегральный прямосмещенный диод при условии потери мощности) определяется драйвером IXS839 и обеспечивает следующее время задержки:
tDelay_Time = CDelay × (0,5 нс/пкФ). (22)
Предположим, td1 = td2 = 100 нс, которое обеспечивает CDelay = 200 пкФ.
Потери при «мертвом времени» определяются из уравнений 11–13:
Расчет эффективности синхронного преобразователя
Если пренебречь потерями мощности в катушке индуктивности постоянного тока и ESR конденсатора, то общие расчетные потери мощности будут следующими:
Ploss = 1337+1007+84+505 = 2933 мВт = 2,933 Вт.
С учетом выходной мощности:
Po = Vo × Io = 3,3 × 12 = 39,6 Вт.
Расчетная мощность:
Pin = 39,6+2,933 = 42,6 Вт.
Эффективность определяется из формулы:
h = VoIo/VinIin = Po/Pin. (23)
Расчетная эффективность
h = 39,6 / 42,6 = 0,93 = 93%.
Приблизительный входной ток
Если предположить, что может быть получено только 93% эффективности предполагаемого тока, то расчетный ток составит:
Iin = VoIo/Vinh = 3,3 × 12/12 × 0,93 = 3,5 А.
Выбор компонентов схемы
Выбор компонентов схемы делается с учетом электрических рейтингов и характеристик высокого плеча МОП-транзистора (Q1).
Емкость определяется из технической документации на драйвер IXS839:
CBST = QG(total)/DVBST, (24)
где QG(total) — полный заряд затвора высокого плеча транзистора Q1, а DVBST — допустимый спад напряжения в Q1. Предположим, что он равен 0,1 В:
CBST = 42/200 = 0,21 мкФ.
Диод загрузки и конденсатор номинального напряжения:
VBootstrap_DiodeandCapacitor > VIN+VDD.
Средний прямой ток определяется по формуле:
IF(Avg) = Qg(total)fSW = 42 × 10–9 × 250×103 = 10,5 мА. (25)
Подводя итог, можно сказать, что применение транзисторов серий TrenchT2 IXYS имеет следующие плюсы:
- устраняется необходимость параллельного подключения нескольких менее мощных транзисторов;
- повышается надежность устройства и уменьшается стоимость;
- появляется возможность управлять большей мощностью при меньших размерах.
В данной статье представлены только предложения по выборочным транзисторам группы TrenchT2 MOSFET компании IXYS. Это, конечно же, не означает, что вся номенклатура производимых силовых МОП-транзисторов ограничена только ими. Компания IXYS производит широчайшую номенклатуру силовых транзисторов для различных областей применения. Сюда входят и MOSFET с обедненным затвором (Depletion Mode, нормально включенные), и высоковольтные MOSFET, и другие, рассчитанные на различные рабочие напряжения (40–4000 В) и рабочие токи (1–600 А). Это предоставляет возможность очень точно подобрать нужный транзистор для конкретного применения. Кроме того, компания IXYS производит транзисторы в стандартных корпусах, что позволяет легко заменять на них MOSFET других производителей.
В завершение можно сказать, что применение MOSFET компании IXYS позволяет в результате:
- улучшить общую надежность устройства и уменьшить его стоимость;
- управлять большей мощностью при меньших размерах;
- улучшить эффективность работы готового устройства за счет улучшенных характеристик;
- математические модели PSpice транзисторов IXYS упрощают проектирование готового устройства.
Для разработчиков, собирающихся применить MOSFET компании IXYS впервые или просто желающих попробовать их в новом проекте или в качестве замены, компания СЭА предлагает образцы для тестирования.
- ixys.com/Documents/AppNotes/IXAN0069.pdf
- ixyspower.com/images/literature/GigaMOS_T2_MOSFET.pdf
- ixyspower.com/images/literature/170V-300V_GigaMOS_TM.pdf
- ixyspower.com/images/literature/250V-600V_Linear_L2_TM.pdf
- Sattar Abdus. Power MOSFET Basics. IXYS Corporation.
- Ващилов А. Силовые MOSFET IXYS – что нового? // Мир электронных компонентов. 2010. № 4.
- Коваль Ю. Применение микросхем IGBT/MOSFET-драйверов корпорации IXYS в силовых электронных устройствах // Chip News Украина. 2005. № 10.
- Иванов К. Как разработчику заставить работать новые MOSFET. // Новости электроники. 2011. № 10.