Некоторые особенности управления GaN-транзисторами

На протяжении всей истории развития преобразовательной техники разработчики стремились увеличить КПД и надежность своих изделий, при этом сократив их стоимость, габариты и вес. А с развитием новых направлений, таких как солнечная и ветроэнергетика, электрические автомобили и повсеместное распространение сервоприводов, — битва за эти параметры вышла на новый уровень. Сейчас борьба ведется уже за доли процента КПД. Дальнейшее увеличение эффективности требует внедрения новой элементной базы, например, такой как силовые транзисторы на основе арсенида галлия (GaN). Однако новые материалы несут новые вызовы разработчикам, которые необходимо решить для обеспечения надежности изделий, и тут не бывает мелочей.

Особенности GaN-транзисторов, требующие повышенного внимания

Применение GaN-транзисторов в силовой преобразовательной технике является перспективным направлением ее развития. Однако несомненное преимущество GaN-транзисторов в скорости переключения, повышенной температуре работы и более низком напряжении на затворе накладывает повышенные требования к системе его управления по сравнению с транзисторами на основе кремния.

Для иллюстрации этих требований возьмем, к примеру, работу GaN-транзисторов в мостовой схеме на рабочее напряжение до 600 В (это может быть часть электропривода, инвертор для солнечных батарей или мощный AC/DC-источник питания). Базовая блок-схема такого инвертора показана на рис. 1.

Рис. 1. Блок-схема мостового преобразователя

С переходом на GaN-транзисторы общие схемотехнические решения, применяемые в инверторе, в целом не отличаются от таковых в инверторе с обычными IGBT или MOSFET на основе кремния. «Дьявол» как всегда кроется в деталях, в частности в схеме управления затвором GaN-транзисторов. Рассмотрим более подробно схему управления затвором верхнего транзистора (рис. 2), полную схему можно посмотреть на рис. 8.

Рис. 2. Пример реализации управления затвором транзистора

Первая трудность связана с ростом значения dv/dt в GaN-транзисторах, достигающего 100 кВ/мкс [3].
С одной стороны, высокие значения dv/dt позволяют уменьшить потери при «жестком» переключении, но в то же время увеличивают проблемы, связанные с электромагнитными помехами. Помехи влияют на все остальные цепи, имеющие емкостную связь с силовыми цепями. Цепи управления начинают «звенеть», что в лучшем случае приведет к нарушению требований стандартов по электромагнитной совместимости, а в худшем — к сбою управления и выходу из строя инвертора.

Решение. Если печатная плата сконструирована правильно (то есть обеспечен сплошной изоляционный барьер между силовыми и управляющими цепями, как на рис. 5), то ее паразитной емкостью в несколько сотых долей пикофарады можно пренебречь. Остается два возможных места для распространения помехи: микросхема драйвера и источник питания. Проходная емкость одного из драйверов, рекомендованного производителем для транзисторов e-GaN FET [1], составляет около 0,5 пФ (для Si8271). Паразитная емкость источника питания может составлять от 2 пФ (для RV-1205S) до 120 пФ (RKZ-1205S) и даже нескольких сотен (RS-1205S). То есть источник питания является основным путем «попадания» помех в сигнальные цепи, и разработчику необходимо выбирать модули с минимальной проходной емкостью.

После того как мы «спасли» от помех сигнальные цепи за изоляционным барьером, надо быть уверенным, что высокое значение dv/dt не приведет к сбою самих микросхем драйвера и источника питания. Следовательно, драйвер затвора и источник питания должны быть испытаны на стойкость к синфазному переходному процессу (CMTI), о чем должно быть особо отмечено в технической документации. Кстати, далеко не все производители проводят такие испытания! Для рассмотренных ранее модулей мы имеем следующие значения в документации: Si8271 — 200 кВ/мкс, R05P06S — 65 кВ/мкс. Данное значение необходимо учитывать при проектировании конечного устройства и режимов его работы.

Вторая трудность — параметры затвора GaN-транзистора. Затвор имеет достаточно низкое пороговое напряжение включения (1,5–5 В) и в несколько раз меньшую емкость затвора, чем у стандартных MOSFET-транзисторов. Данная особенность является преимуществом, поскольку требуется меньше энергии на перезаряд емкости затвора, а следовательно, можно сократить амплитуду пикового тока драйвера. Но вместе с тем малое напряжение и емкость делают затвор менее защищенным от скачков напряжения при переходных процессах, а запас по напряжению может составлять лишь 0,5 В. Кроме того, специализированных драйверов и источников питания, рассчитанных на работу с максимальным напряжением затвора около 6 В, существует не так много, только несколько производителей выпускают подобные модели.

Перенапряжение на затворе может возникнуть в результате эффекта Миллера. Несмотря на меньшую емкость между стоком и затвором (С_GD), чем у классических MOSFET, этот эффект проявляется и в GaN-транзисторах. При резком изменении напряжения на стоке транзистора (высоком dv/dt) напряжение на затворе может увеличиться из-за протекания тока через эквивалентные емкости С_GD, С_GS (рис. 3).

Рис. 3. Схема возникновения эффекта Миллера в GaN-транзисторе

Проблему усугубляет малое значение порогового напряжения для открывания GaN-транзистора.

Еще одно потенциально опасное явление может возникнуть при использовании бутстрипного диода для питания верхнего транзистора полумоста (рис. 4). После запирания нижнего ключа из-за особенностей GaN-транзисторов ток свободно протекает через канал транзистора в обратном направлении. Падение напряжения на таком «встроенном» антипараллельном диоде может достигать 2 В и более [2, 5]. Данное напряжение добавляется к напряжению на питающем конденсаторе верхнего ключа (С_B), что может привести к превышению разрешенного напряжения на затворе транзистора в 6 В.

Рис. 4. Схема полумоста при использовании бутстрипного диода

Решение. Для минимизации переходных процессов при управлении затвором необходимо минимизировать паразитную индуктивность затворных цепей, для чего при проектировании печатной платы следует максимально уменьшить длину этих цепей и одновременно увеличить их сечение (пример конструкции печатной платы дан на рис. 5).

Рис. 5. Пример конструирования печатной платы

Для того чтобы бороться с возможным возникновением эффекта Миллера, следует уменьшать сопротивление R_gate (рис. 3). Но из-за низкого порогового напряжения на затворе и малой емкости производители GaN-транзисторов не рекомендуют шунтировать данное сопротивление параллельным диодом. Здесь предпочтительно использовать драйвер с раздельными выводами для цепи отпирания и запирания затвора (Vo+ и Vo– на рис. 2).

Для борьбы с превышением напряжения на бутстрипной емкости (С_B) можно использовать индивидуальный источник питания для каждого ключа или драйвер со встроенной схемой ограничения напряжения выше 6 В.

Третья трудность — высокая температура работы GaN-транзисторов, которая позволяет уменьшить массу и габариты системы охлаждения. Однако, как упоминалось ранее, затворные цепи должны иметь минимальную длину, то есть драйвер затвора и источник питания должны находиться вплотную к горячему транзистору. Рост температуры окружающей среды приведет к уменьшению времени наработки на отказ [4] данных модулей, что предсказуемо вызовет снижение надежности всей системы. Высокая температура наиболее опасна для источника питания, поскольку из-за наличия трансформатора максимальная температура последнего обычно ограничена +100 °С.

Решение. Источники питания необходимо выбирать с высоким показателем надежности при высоких температурах. В идеале надо выбирать модули питания, основываясь на результатах проведения ускоренных ресурсных испытаний при максимальной рабочей температуре, как, например, это делает компания Recom [6]. К сожалению, далеко не все производители проводят такие испытания и тем более выкладывают их результаты в открытый доступ. Косвенным критерием надежности может служить значение MTBF при повышенных температурах работы.

Так, сравнивая значения MTBF, приведенные в технической документации для RP-1206S (Recom) — 6900 тыс. ч при +80 °С и R12P06S (Recom) — 700 тыс. при +90 °С, нельзя сказать, что первый проработает в 10 раз дольше второго. Тем не менее высокое значение MTBF для RP-1206S как минимум свидетельствует, что схемотехнические решения в нем настолько просты и надежны, а запас по напряжению и току настолько большой, что там просто нечему ломаться. Также важно, как именно реализован трансформатор в источнике питания. От трансформатора, в основном, и зависит величина изоляции и проходная емкость всего источника. Самый лучший вариант конструкции трансформатора — когда первичная и вторичная обмотки расположены на диэлектрическом каркасе кольцевого сердечника и разнесены друг относительно друга на противоположные стороны трансформатора (рис. 6). В такой конструкции возможно получить минимальную емкость между обмотками (менее 2 пФ) и высокую прочность изоляции, вплоть до 8 кВ.

Рис. 6. Реализация трансформатора в R12P06S

Отладочная плата для отработки технических решений

Для облегчения процесса разработки и моделирования нового устройства компания Recom предоставляет отладочную плату полумостового инвертора R-REF01-HB (рис. 7).

Рис. 7. Внешний вид отладочной платы R-REF01-HB (транзисторы не входят в комплект)

Плата удобна для моделирования большинства стандартных схемотехнических решений, таких как повышающие и понижающие источники питания, прямо- и обратноходовые преобразователи, синхронные схемы выпрямления, квазирезонансные источники питания и т. д. При наличии нескольких плат можно моделировать мостовые схемы, в том числе с применением фазоразностного ШИМ-управления, и другие схемы для реализации режима переключения при нуле тока или нуле напряжения.

Плата является универсальной и может применяться не только совместно с GaN-, но и с другими типами транзисторов — IGBT, MOSFET, SiC MOSFET в корпусах TO247-3L и TO247-4L. С помощью платы R-REF01-HB удобно проверять характеристики не только транзисторов, но и изолированных источников питания, поставляемых в комплекте с платой. Как упоминалось выше, под разные виды транзисторов устанавливаются разные типы источников питания, которые в первую очередь отличаются выходным напряжением. В комплекте с R-REF01-HB предусмотрено пять типов источников (табл.).

Примечание. *Данные модули поставляются вместе с платой, по 2 шт. каждого.

Параметры схем, которые можно моделировать с помощью этой платы, практически ограничены только максимальным рабочим напряжением на полумосте, равным 1000 В, и параметрами выбранных транзисторов. После выбора транзистора желательно проверить, достаточно ли мощности для управления затвором на выбранной частоте переключения. Пиковый ток установленного по умолчанию драйвера (SI8273GBD-IS1) равен 4 А. Однако при использовании установленного по умолчанию комплементарного транзистора IC4, IC6 (рис. 8) максимальный импульсный ток затворной цепи составляет 10 А, что более чем достаточно для большинства существующих транзисторов. Для расчета нужной мощности от источника питания для перезаряда затвора транзистора можно воспользоваться формулой:

где P_min — минимальная требуемая мощность источника питания; P_driver — мощность, потребляемая выходными цепями драйвера в режиме ожидания; Q_gate — заряд затвора; f_sw — частота переключения транзистора; DV_gate — диапазон напряжения на затворе; V_dc — выходное напряжение источника питания; R_balast — сопротивление балластного резистора на выходе источника питания.

Рис. 8. Схема отладочной платы R-REF01-HB

Состав платы

Логические управляющие TTL-сигналы подаются на плату посредством коаксиальных BNC-разъемов U1, U2.

На плате установлен драйвер IC1 (Si8273), вместо которого можно воспользоваться другим драйвером в широком корпусе SOIC-16, например UCC21520 (не входит в комплект поставки).

Напряжение питания для платы (разъем CON1) должно быть в диапазоне 15–42 В. Далее внутренние напряжения 12 В обеспечиваются установленным импульсным источником IC5 (R-78C12-1.0) и 5-В линейным стабилизатором IC8 (L78L05). Изолированные источники питания IC2, IC3 изначально не установлены, разработчик сам может выбрать подходящий модуль из комплекта поставки (табл.).

Для возможности разделения затворных цепей открывания и закрывания транзистора на плате установлены комплементарные транзисторы IC6, IC4 (ZXGD3006E6TA). Их можно деактивировать, удалив резисторы R3, R6 и установив перемычки R24, R25.

Силовые транзисторы в комплект поставки не входят. Транзисторы в корпусе TO247-4L устанавливаются в плату без каких-либо доработок; для установки транзисторов в корпусе TO247-3L требуется запаять перемычку или нулевой резистор на места R19, R20.

Выводы

В целом разработка нового изделия с применением GaN-транзисторов не требует изобретения новых схемотехнических приемов. В данном случае разработчику нужно сконцентрироваться на деталях и свойствах GaN-транзисторов и более тщательно подходить к выбору компонентов, устанавливаемых на плату.

На данный момент силовые транзисторы на основе GaN достаточно дороги, и выигрыш от их использования редко дает должный экономический эффект. Но уже можно предсказать, что за счет уникальных характеристик они будут применяться все чаще и чаще, особенно после снижения цен на данный вид полупроводниковых изделий. В связи с этим кажется разумным заранее разработать и испытать свое изделие, чтобы обогнать конкурентов еще на старте.