Особенности измерения динамических параметров IGBT-модулей

Введение

Один из основных трендов развития современной преобразовательной техники — повышение частоты коммутации силовых ключей. За годы существования мощных ключей с полевым управлением быстродействие IGBT-кристаллов существенно возросло, также стали массово доступны SiC MOSFET — приборы с кратно более низкими по отношению к IGBT потерями коммутации. Проектирование и применение современных быстродействующих приборов неразрывно связаны с измерением их динамических характеристик.

Расчет тепловых режимов IGBT-модуля предполагает разделение его потерь на две составляющие. Одна из них — статическая, пропорциональна длительности открытого состояния и обусловлена протеканием тока коллектора через включенный прибор. Она зависит от значения тока коллектора I_C, напряжения насыщения коллектор-эмиттер U_CE(sat) и скважности D%, но не зависит от частоты. Динамическая составляющая обусловлена рассеянием энергии при переходных процессах включения E_on и выключения E_off и прямо пропорциональна частоте коммутации f_sw :

Методики измерения динамических параметров модулей на основе IGBT сегодня стандартизованы [1] и хорошо известны как производителям, так и потребителям. Однако за рамками методики остаются такие важные особенности технологии измерений, как зависимость результатов измерений от частотных свойств применяемых датчиков тока и напряжения и измерение импеданса конструктива модуля.

Как правило, при определении энергии потерь при коммутации для измерений мгновенных значений тока используются датчики на основе пояса Роговского [2]. Несомненное преимущество таких датчиков заключается в наличии гальванической развязки с силовой цепью и, следовательно, в удобстве измерения тока в любом участке силового контура. Верхняя граница рабочей частоты датчиков обычно ограничена значением 10–16 МГц, что традиционно считается достаточным показателем для измерения динамических параметров. Дешевизна и удобство применения пояса Роговского в качестве датчика тока обеспечили его повсеместное применение для измерений динамических параметров низко- и средне­частотных IGBT-модулей, сделав его негласным стандартом.

Токоизмерительные шунты коаксиальной конструкции получили широкое распространение, прежде всего, при измерении динамических параметров быстрых IGBT и транзисторов на основе карбида кремния (SiC) [3, 4]. Верхняя граница рабочей частоты датчиков составляет свыше 100 МГц, однако их применение затруднено тем, что необходимо либо организовывать высоковольтную быстродействующую гальваническую развязку измерительного тракта, либо устанавливать шунт только в эмиттерную цепь нижнего транзистора модуля с полумостовой схемой.

Целью данной статьи является изучение влияния частотных свойств датчиков тока различных типов на результаты измерения динамических характеристик IGBT-модулей двухимпульсным методом, а также оценка допустимости применения пояса Роговского для измерения динамических параметров современных среднечастотных IGBT-модулей.

Предпосылки возникновения погрешности измерений динамических параметров

Вычисление энергии потерь согласно двухимпульсному методу [1, 2] происходит путем интегрирования произведения мгновенных значений тока и напряжения на полупровод­нике на заданном отрезке времени (рис. 1):

Рис. 1. Схематическое изображение двухимпульсного метода измерений динамических параметров IGBT согласно IEC 60747-9 [1]

По своей сути такой метод чувствителен к фазово-временным искажениям компонент V_CE(t) и I_C(t).

Переходный процесс коммутации IGBT-транзистора можно рассматривать как негармонический сигнал с весьма широким спектром. Типовая длительность фронтов нарастания и спада тока коллектора для средне­частотных IGBT производства АО «Протон-Электротекс» находится в пределах 50–150 нс. При прохождении такого сигнала через измерительный тракт, имеющий различное групповое время задержки (ГВЗ) на различных частотах, произойдет его искажение (дисперсия), обусловленное различной временной задержкой его гармоник. В случае измерения динамических параметров критичным является временной сдвиг наиболее высокочастотных гармоник, формирующих фронт и спад импульса тока, частоту которых можно оценить как 1/t_ri (или 1/t_fi), где t_ri — длительность фронта нарастания тока коллектора при включении транзистора, а t_fi — длительность фронта спада тока при его выключении. Так, средне­частотному IGBT с длительностью фронта/спада тока коллектора 50–100 нс соответствует диапазон частот 10–20 МГц. Для достижения практически достаточной точности измерения необходимо, чтобы временная ошибка измерительного тракта была как минимум на порядок меньше типовой длительности фронтов нарастания/спада тока и составляла не более 5–10 нс.

Пример амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и фазочастотной характеристики (ФЧХ) датчика тока на базе пояса Роговского представлен на рис. 2.

Рис. 2. АЧХ и ФЧХ пояса Роговского типа CWT фирмы PEM

Как следует из Application Notes фирмы PEM, АЧХ пояса Роговского монотонна и имеет спад 60 дБ/декаду. Заметный спад АЧХ начинается с частоты 16 МГц, а фазочастотная характеристика имеет существенный набег начиная с частоты 1,6 МГц. Оценка ГВЗ такого звена на основе графика ФЧХ (рис. 3) показывает, что в наиболее критичном диапазоне частот (10–20 МГц) график имеет экстремум и достигает значения >40 нс, что согласуется с данными экспериментальных исследований, приведенными ниже. Применение пояса Роговского с такими характеристиками ожидаемо приведет к существенной систематической погрешности, вызванной фазово-временным сдвигом величин V_CE(t) и I_C(t).

Рис. 3. Оценка ГВЗ пояса Роговского типа CWT фирмы PEM

Наиболее целесообразным способом снижения указанной погрешности является применение датчиков тока иного типа с верхней границей АЧХ, существенно превосходящей спектр коммутационных процессов измеряемого IGBT-прибора. К таким датчикам относятся резистивные коаксиальные шунты с малой паразитной индуктивностью конструкции. Верхняя граница рабочей частоты коаксиальных шунтов составляет более 100 МГц (обычно 500 МГц), а спад АЧХ свыше этой частоты является существенно более пологим, чем у пояса Роговского, что обеспечивает меньшие фазово-временые искажения даже в окрестностях граничной частоты. Сочетание этих факторов позволяет ожидать пренебрежимо малую временную задержку сигнала на целевых частотах при использовании коаксиальных шунтов в качестве датчиков тока.

Экспериментальные исследования

Сравнительные измерения проводились на модуле типа MIAA-HB12FA-200 производства ОАО «Протон-Электротекс» по стандартному методу двух импульсов [1, 5] на индуктивную нагрузку. Функциональная схема измерительного макета представлена на рис. 4, а конструкция силовой платы (вид сверху) — на рис. 5. Силовой контур представляет собой четырехслойную печатную плату, на которой размещаются накопительные конденсаторы, коаксиальный шунт и цепи защиты от перенапряжений. Испытуемый модуль подключается непосредственно к печатной плате снизу. Драйвер устанавливается на управляющие выводы испытуемого модуля. Паразитная индуктивность силового контура определялась экспериментально по амплитуде перенапряжения при выключении испытуемого образца и составила не более 30 нГн. Особенностью предложенного устройства является наличие двух коаксиальных резистивных шунтов, которые включены в коллекторную и в эмиттерную цепи испытуемого модуля. Во избежание повреждения гальванически развязанных входов осциллографа при подключении его к одному из шунтов одновременно происходит переключение цепи заземления. Другими словами, общей точкой схемы является либо эмиттер, либо коллектор испытуемого модуля в зависимости от того, параметры какого элемента модуля требуется измерить. Измерения проводились в стандартном для модуля этого типа режиме — при амплитуде тока коллектора 200 А и напряжении коллектор-эмиттер 600 В.

Рис. 4. Функциональная схема измерения макета для динамических параметров IGBT-модулей. Не показаны цепи питания зарядного устройства и драйвера. Не показаны измерительные устройства

Рис. 5. Силовая плата макета для измерения динамических параметров IGBT-модулей

В качестве датчиков тока использовались коаксиальный шунт типа А-2-025 (T&M Research Products, Inc) с сопротивлением 25 мОм и временем нарастания 1,0 нс (полоса пропускания 400 МГц) и пояс Роговского типа CWT3 фирмы PEM с диапазоном измеряемых токов до 600 А, коэффициентом передачи 10 мВ/А и полосой пропускания 10 МГц по уровню 3 дБ. Напряжение коллектор-эмиттер регистрировалось компенсированным делителем напряжения 1:100 типа P5100A Tektronix (полоса пропускания 500 МГц). Осциллограф — типа TPS2024 Tektronix.

Осциллограммы фронтов импульса тока коллектора при включении и выключении транзистора модуля MIAA-HB12FA-200, полученные в результате сравнительных измерений, представлены на рис. 6.

Рис. 6. Осциллограммы включения и выключения транзистора.
Желтый луч — напряжение затвор-эмиттер,
фиолетовый — напряжение коллектор-эмиттер,
голубой луч — ток коллектора, измеренный коаксиальным шунтом 25 мОм,
зеленый луч — пояс Роговского

Масштаб по каналу 4 (зеленый луч) подобран таким образом, чтобы обеспечить совпадение амплитуд импульсов тока коллектора. Из результатов измерений следует, что выходной сигнал пояса Роговского имеет задержку по сравнению с коаксиальным шунтом порядка 45 нс как при измерении процесса включения, так и при измерении процесса выключения, что хорошо согласуется с теоретической оценкой. Кроме того, измерение с помощью пояса Роговского вносит ошибку в определение параметров процесса восстановления обратного диода. Очевидно, что вследствие запаздывания сигнала тока значения времени задержки включения t_don и рассеиваемая при выключении энергия E_off определяются с ошибкой в сторону увеличения, а задержка выключения t_doff и рассеиваемая при включении энергия E_on определяются с ошибкой в сторону уменьшения. Значения динамических параметров нижних (эмиттерных) элементов среднечастотного IGBT-модуля типа MIAA-HB12FA-200 и гибридного модуля типа MHAA-HB12FA-300, полученные с применением пояса Роговского и коаксиального шунта, представлены в таблице 1.

Итак, при измерении среднечастотного модуля с помощью пояса Роговского погрешность измерений энергии включения составляет порядка 100%, а энергии выключения — около 50%. А при измерении таким же образом более быстрого гибридного модуля типа MHAA-HB12FA-300 погрешности измерений значительно возрастают. Согласно проведенным теоретическим и экспериментальным исследованиям, основной причиной ошибок, вносимых в результат измерений поясом Роговского, является его фазочастотная характеристика и вносимая им задержка сигнала, достигающая >45 нс, что сравнимо с длительностью типовых переходных процессов в исследуемых приборах. Необходимо отметить, что такое поведение АФЧХ является типичным для поясов Роговского в принципе.

Конечно, проведение измерений поясом Роговского намного проще, чем с помощью коаксиальных шунтов, как с точки зрения конструкции силового контура измерительной установки, так и в связи с обеспечением гальванической развязки измерительной цепи. Последнее особенно важно при измерении параметров коллекторного ключа полумоста. Но с нашей точки зрения, такие измерения целесообразны только для оценки работоспособности IGBT-модуля, а не для проведения измерений динамических параметров с высокой точностью.

Кроме рассмотренных особенностей измерения динамических параметров IGBT-модулей, определенные сложности вызывает и измерение импеданса конструкции модуля — активного сопротивления и паразитной индуктивности выводов. Измерение паразитной индуктивности и активного сопротивления конструкции изготовитель модулей проводит не на законченном изделии, а на специально подготовленных макетных образцах. В них отсутствуют чипы, входящие в состав модуля, и сохраняется топология всей системы проводников модуля. Изготовленный таким образом макет для измерения импеданса конструкции модуля типа MIDA производства АО «Протон-Электротекс» представлен на рис. 7. Такие испытания проводятся на каждом семействе модулей в объеме предварительных и квалификационных испытаний для предоставления данных для информационных листов.

Рис. 7. Макетный образец модуля семейства MIDA, подготовленный для измерения импеданса конструкции

Как правило, измерения импеданса конструкции выполняются с помощью RLC-метра. Поскольку значения измеряемых параметров весьма малы, порядка 10 нГн и 0,5 мОм, то даже при применении четырехпроводной схемы измерений ошибка при измерении довольно велика. Но самое существенное связано с тем, что при измерении в малосигнальном режиме распределение тока по элементам конструкции и, следовательно, конфигурация магнитного поля, создаваемого при протекании тока, могут значительно отличаться от реальных. Для получения более точных результатов предлагается проводить измерения при значении тока, близком к рабочему току модуля.

Измерение активного сопротивления выводов при большом токе проблем не составляет. Измерение проводится на том же измерительном оборудовании, на котором измеряется напряжение насыщения U_cesat, например на комплексе Schuster TPS 625 для измерения статических параметров IGBT-модулей. При задании амплитуды импульса тока трапецеидальной формы 500–600 А падение напряжения на системе проводников модуля составляет около 0,25–0,3 В. Учитывая, что разрешающая способность установки Schuster TPS 625 составляет ±1 мВ, значение сопротивления порядка 0,5 мОм измеряется с вполне удовлетворительной точностью.

Измерение паразитной индуктивности конструкции проводится следующим образом. Макетный образец подключается к силовому контуру установки критической скорости нарастания тока в открытом состоянии [6] последовательно с коммутирующим тиристором ТБИ353-800. Формирующая линия заряжается до напряжения 600–700 В и при включении коммутирующего тиристора через макет пропускается импульс тока амплитудой порядка 1000 А и высокой скоростью нарастания переднего фронта. С помощью осциллографа измеряются амплитуда импульса напряжения на испытуемом макете U_Lmax и скорость нарастания тока (dI/dt)_Dt в интервале времени Dt, соответствующем амплитуде импульса напряжения. Измерение проводится по четырехпроводной схеме. При измерениях необходимо минимизировать систематическую погрешность, обусловленную наводкой на выводы (на петле) щупа осциллографа от протекания силового тока. Для этого подключение осциллографа к выводам осциллографа выполняется коаксиальным кабелем и через коаксиальный разъем с минимальным размером петли.

Пример осциллограммы тока и напряжения при проведении измерений представлен на рис. 8. Значение индуктивности конструкции рассчитывается по соотношению:

Рис. 8. Временные зависимости тока через макет и падения напряжения на индуктивности терминала.

Результаты измерений паразитной индуктивности и активного сопротивления выводов среднечастотного IGBT-модуля типа MIDA и высокочастотного SiC-модуля типа MCDA приведены в таблице 2.

Заключение

Показано, что вопреки распространенному мнению применение пояса Роговского в качестве датчика тока приводит к значительной методологической ошибке даже при измерении среднечастотных модулей.

Предложена схема измерительной установки и методика измерений динамических параметров IGBT-модулей с использованием коаксиальных шунтов с широкой рабочей полосой частот, обеспечивающая высокую точность измерений и позволяющая проводить измерения не только средне- и высокочастотных IGBT, но и современных быстродействующих SiC MOSFET-модулей.

Предложена методика измерений импеданса конструкции IGBT-модулей, условия измерений в которой соответствуют реальным условиям работы изделий.