Беспокоитесь по поводу долговременной надежности изоляции
драйвера затвора? Посмотрите на результаты тестирования,
проведенного в ходе НИОКР BIER

Введение

Современные транзисторы на полупроводниках с широкой запрещенной зоной (Wide Band Gap, WBG), благодаря возможности сверхбыстрого переключения при высоких напряжениях и низких потерях, приближаются к идеалу ключа, однако и современные МОП-транзисторы и IGBT с пазовой структурой затвора (trench IGBT — кристалл такого транзистора содержит вертикально расположенный затвор и слой, блокирующий носители) также способны демонстрировать достаточно высокие уровни dV/dt и di/dt. Тем не менее быстрое переключение в цепях «со стороны низкого уровня» (низкой стороны, нижнего плеча) может быть связано с переходными процессами в цепи драйвера затвора, вызывая хаотическую работу или повреждение полупроводникового прибора, в то время как драйверы «со стороны высокого уровня» (высокой стороны, верхнего плеча) подвержены проблеме, вызванной формированием сигнала управления и изоляцией по цепи их питания. В статье рассмотрены последствия этой проблемы и объяснено, как их можно смягчить, а также описаны результаты экспериментов по оценке стресса и повреждений, в частности от частичных разрядов (partial discharge, PD).

Полупроводниковые переключатели, использующие технологии полупроводников с широкой запрещенной зоной, и даже МОП-транзисторы и некоторые IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor — биполярный транзистор с изолированным затвором, является комбинированным прибором из биполярного и полевого транзисторов) способны к чрезвычайно быстрому переключению. Оно, как известно, уменьшает рассеивание мощности во время начальной фазы переключения, а кроме того, позволяет работать на более высоких частотах при высокой эффективности. Как бонус мы имеем более высокую плотность мощности, меньшие по номиналам и физическим размерам пассивные компоненты и в итоге более низкую себестоимость конечного решения.

Но у этой медали есть и обратная сторона — увеличения уровня генерируемых электромагнитных помех (ЭМП) и, как следствие, проблемы с электромагнитной совместимостью (ЭМС) и стрессовая нагрузка на систему изоляции драйвера затвора из-за высоких значений dV/dt и di/dt. На рис. 1 показана типичная схема управления затвором для IGBT, подающая для его включения положительное напряжение между 5–20 В, а также 0 В для его выключения. В общем, эта схема также отлично работает для кремниевых МОП- и широкозонных транзисторов, выполненных по технологии карбида кремния (SiC) и нитрида галлия (GaN), поскольку во всех случаях транзистор гарантированно отключается при наличии на затворе 0 В (как минимум ниже установленного порогового напряжения для каждого транзистора, которое приводится в спецификации).

Рис. 1. Простая схема управления затвором

Однако проблемы возникают, когда устройство переключается быстро, поскольку здесь в игру вступают паразитные емкостные и индуктивные элементы, как это показано на рис. 2.

Рис. 2. Схема управления затвором с паразитными компонентами

Итак, если мы возьмем, например, значения di/dt для тока сток-исток 10 А/нс, что вполне возможно с современными устройствами на основе нитрида галлия, а индуктивность в цепи истока 15 нГ и будем помнить, что на ней индуцирует ЭДС самоиндукции, равная V = –L(di/dt), то из-за паразитной индуктивности получим скачок напряжения, равный 150 В. При выключении напряжение подтягивает исток транзистора относительно драйвера затвора в отрицательную область, а при включении — в положительную, то есть снова появляется противоположное напряжению драйвера. Следствием этого может быть потеря эффективности (в данном контексте — КПД) и даже повреждение из-за ложного включения, приводящее к возникновению сквозного тока в плече мостовой или полумостовой схемы.

На первый взгляд взятые в качестве иллюстрации проблемы 15 нГн могут показаться большим значением, но эта индуктивность представляет собой эквивалент дорожки печатной платы длиной около 25 мм. Даже переходное отверстие печатной платы имеет собственную индуктивность около 1,2 нГн, что создает напряжение переходного процесса, равное 12 В. На практике при таких высоких уровнях di/dt целесообразно только корпусирование чипов с подключениями драйвера затвора транзистора по схеме Кельвина (четырехпроводная схема, при которой силовые цепи отделены от цепей управления, для этого в корпусе транзистора предусматривается отдельный вывод от его истока) по отношению к истоку. Также в случае, когда избежать некоторой индуктивности по тем или иным причинам нельзя, для гарантированного выключения транзистора помогает использование управления затвором драйвера с отрицательным напряжением.

В реальных схемах, таких как двухтактные или полные мостовые схемы в инверторах или в управлении двигателями, два транзистора низкой стороны часто имеют общую цепь возврата для тока в цепи истока и затвора, как это показано на рис. 3.

Рис. 3. Транзисторы нижнего плеча, имеющие общие «земли»

Однако именно здесь и кроется камень преткновения. Проблема заключается в том, что теперь соединения по схеме Кельвина становятся невозможны. Это связано с тем, что у нас имеется два драйвера, и каждый со своим возвратным током. Два заземления драйвера и два подключения эмиттера (истока) теперь должны соединяться вместе, и если эта точка, скажем, физически находится в точке, обозначенной как силовая «земля» 1 рядом с левым ключом, то правый ключ будет «видеть» бóльшую индуктивность в цепи подключения истока, чем левый, приводя к асимметричному переключению. Такое переключение является потенциально опасным с точки зрения электромагнитного излучения и возможного повреждения транзистора из-за генерирования высокого напряжения переходного процесса вследствие большей индуктивности. Для симметрии точка, обозначенная как силовая «земля» 2, является единственным приемлемым вариантом. Но это плохой компромисс, поскольку теперь в контуре управления затвором оба драйвера в цепи истока имеют одинаковую, но все равно большую индуктивность соединения. Особенно негативно это сказывается в системах большой мощности, где транзисторы просто физически могут не находиться достаточно близко друг к другу.

Решение состоит в том, чтобы обеспечить изолированные сигналы управления и источники питания для двух драйверов затвора, как показано на рис. 4. Теперь сигналы драйвера и источники питания могут беспроблемно подключаться непосредственно к соответствующим эмиттерам (истокам) своего транзистора, исключая большинство внешних индуктивностей из контуров драйверов.

Рис. 4. Управление затвором с изоляцией сигнала и питания и подключением по схеме Кельвина

Проблемы переключения верхнего плеча

Схема, приведенная на рис. 4, решает проблему, вызывающую изменение напряжения затвора под влиянием паразитной индуктивности в цепи эмиттера (истока). Обычно она также используется и для двух верхних ключей в полном H-мосте, где две цепи возврата тока драйвера затвора фактически являются узлами противофазной коммутации и поэтому, опять-таки, должны быть изолированы друг от друга.

Однако на верхнем плече моста возникает коммутируемое напряжение высокого уровня, а оно, естественно, будет присутствовать и проявляться на компонентах изоляции драйвера затвора, что может вызвать соответствующие проблемы. Высокие значения dV/dt — вот причина появления таких проблем, которая приводит к току смещения, обусловленному быстрыми видами поляризаций в изоляционном диэлектрике и протекающему через емкость изоляционного барьера в соответствии с зависимостью I = C(dv/dt), причем этот ток находится на уровне ампер. При предельных скоростях 100 В/нс барьерная емкость всего в 10 пФ будет пропускать через себя 1 А тока, который станет циркулировать через первичную цепь драйвера затвора с потенциально возможным нарушением его функционирования.

В цепи затвора компоненты изоляции сигнала управления обычно представляют собой оптопары или трансформаторы, причем иногда сознательно используется и конденсаторная связь. Рабочие характеристики микросхем изолированного драйвера затвора определяются ключевыми параметрами, показанными в таблице 1. Главный из них — их устойчивость к воздействию синфазных помех (Common-Mode Transient Immunity, CMTI) между входом и выходом. Это наиболее подходящий параметр для нашей схемы при высоком значении dV/dt. Однако это значение получено путем лабораторных измерений и, скорее всего, с единичными импульсами. Кроме того, как правило, в спецификации ничего не сказано о долговременной надежности изоляционного барьера при постоянном высоком напряжении с одновременным высоким значением dV/dt.

Примечание. *Определения в круглых скобках даны согласно [5].

Помимо уже упомянутого выше параметра CMTI, конечно, не менее важны и другие параметры — V_IORM, V_IOWM, V_IOTM, V_PR, но они не имеют прямого отношения к нашей коммутационной схеме. Кроме того, не забывайте, что они определены стандартными тестами, в которых часто используется напряжение переменного тока частотой 50/60 Гц, напряжение постоянного тока или пиковое значение напряжения. Трансформаторы драйверов с раздельным управлением затворами имеют аналогичные ограничения по техническим характеристикам в своих спецификациях. Но это, как правило, тоже простые испытания при повышенном напряжении (в англ. терминологии Hi-pot — «испытание высоким напряжением»), рассчитанные на воздействие длительностью 1 с или 1 мин, обычно также на некотором уровне напряжения постоянного тока или переменного тока с частотой 50/60 Гц. Редко можно найти оценку надежности при высоком, коммутируемом напряжении в зависимости от частоты, приложенном к изоляции обмотки трансформатора, или хотя бы значение CMTI.

Что касается непосредственно изоляции, то для импульсных трансформаторов обеспечение высокого уровня изоляции варьируется в зависимости от области применения. Это может быть эмалированная проволока, способная выдержать одиночное испытание повышенным напряжением, но она с почти всегда гарантированными точечными, пусть и микроскопическими, отверстиями в эмалевом или лаковом покрытии априори не является надежной.

Органы сертификации, зорко следящие за безопасностью электрооборудования, безусловно, не допускают использования такого решения в качестве защитного барьера при любом напряжении. Однако специальный провод с улучшенной, например тройной, изоляцией может получить одобрение сертификационной организации. Но тут возникает другая проблема: этот провод является довольно-таки толстым и его использование приводит к относительно высокой емкости связи между обмотками трансформатора и, как следствие (о чем мы уже говорили выше), к высокому току смещения. Данный провод также показал низкие характеристики производительности при коммутации высокого напряжения из-за накопления дефектов, вызванных частичным разрядом в слоях изоляции. Идеальная конструкция — та, в которой обмотки физически разделены гарантированным расстоянием по воздуху (воздушным зазором). Такое решение полностью удовлетворяет требованиям органов контроля безопасности и обеспечивает низкую емкость связи. Кроме того, что немаловажно, здесь не нужно отдавать все на откуп твердому изоляционному материалу, который может подвергаться деградации из-за негативного влияния частичного разряда (рис. 5).

Рис. 5. Трансформатор драйвера затвора с физическим разделением между обмотками

Точно такие же соображения применимы и к трансформаторам в источниках питания изолированных драйверов затвора, характеристики которых в части CMTI нередко опускаются, а устойчивость изоляции при воздействии высокого напряжения определяется другими способами.

Влияние эффектов частичного разряда

Мы уже несколько раз упомянули частичный разряд — медленную деградацию твердого изоляционного материала, подверженного воздействию высокого напряжения. Этот эффект вызван наличием неоднородностей, чаще микроскопических пустот, наполненных газом, присутствующих в изоляционном материале. Постепенное последовательное разрушение таких микропор в материале, если он органического типа, приводит к его карбонизации, производимой во время электрического разряда плазмой. Даже несмотря на то, что порождающий их заряд измеряется в пикокулонах, энергия разряда определяется пикоджоулях, и это может привести к карбонизации материала изоляционного барьера. В таком случае пустоты становятся постоянными короткими замыканиями, уменьшая эффективную общую толщину изоляции, приводя к более высокой напряженности поля на оставшейся «уцелевшей» изоляции и возможному ее полному отказу. Самое плохое последствие частичных разрядов в том, что такие дефекты сложно обнаруживаются при изготовлении и «срабатывают» уже через достаточно длительный промежуток времени на месте эксплуатации конечного оборудования, часто с катастрофическими последствиями для последнего. Возникновение частичного разряда начинается внезапно при некотором начальном напряжении V_PD. Частичный разряд происходит только при высоком приложенном напряжении с конкретными условиями возникновения и определенным коэффициентом экстинкции, эти условия совместно определяются размером пустот и давления газа или воздуха в пустотах и характеризуются кривой закона Пашена³ [1]. При коммутируемом напряжении точка «срабатывания» частичного разряда зависит еще и от частоты переключения, а если говорить точнее — то от скорости нарастания напряжения.

Даже напряжение пробоя твердых неорганических материалов не следует принимать за чистую монету. Например, стекло, считающееся отличным изолятором, имеет пробивное напряжение около 60 кВ/мм, но это при частоте 60 Гц. А вот на частоте 1 МГц данный показатель составляет менее одной десятой от этого значения и равен 5 кВ/мм. Поскольку толщина изоляции интересующих нас микросхем драйверов затвора не превышает 10 мкм, здесь необходимо тщательно рассмотреть возможные негативные эффекты частичного разряда, особенно на высоких частотах коммутации.

Таким образом, в качестве итога отметим, что ключевыми параметрами при оценке долговременной надежности изоляции драйверов затвора являются уровень скорости нарастания напряжения переключения dV/dt и частота. Также не забываем и о том, что при выборе рабочего напряжения изоляции драйвера должны быть оценены и добавлены к напряжениям системных шин переходные процессы напряжения в виде выбросов и резонансов, связанных с паразитными емкостями и индуктивностями. Причем это касается не только транзисторов ключей, а рассматривается в варианте их конструктивного включения со всеми линиями связи.

Результаты НИОКР по оценке долговременной надежности изоляции

Известный производитель блоков питания для драйверов затвора компания RECOM [2, 4] признала потенциальные проблемы с трансформаторами в изолированных DC/DC-преобразователях, которые подвержены воздействию высоких коммутируемых синфазных напряжений. В связи с чем она провела соответствующие данной проблеме исследования. Они были выполнены совместно с экспертом по изоляционным материалам приват-доцентом, инженером и доктором технических наук Кристофом Шумерером (Christof Sumereder) из Технического университета Граца (Technische Universität Graz) и Fachhochschule Joanneum — второго по величине университета прикладных наук в Австрии. Эта НИОКР носила условное наименование BIER — Barrier Insulation Evaluation and Research «Оценка и исследование барьерной изоляции» и состояла из оценки специально сконструированных 30 мощных полумостовых каскадов с изолированным переключением на высокой и низкой стороне (верхнее и нижнее плечо полумоста). Использованная топология схемы приведена на рис. 6.

Рис. 6. Базовая схема тестирования для оценки влияния частичного разряда. Примечание. Трансформатор T1 не является целью испытаний

Для оценки поведения изоляции были построены и использованы три различные конфигурации подключения драйверов, как указано в таблице 2. При этом устройства подвергались испытания при температуре окружающей среды +70 °С при рабочей частоте переключения 50 кГц и граничной скорости нарастания напряжения, равной 65 кВ/мкс в течение 1464 ч с воздействием на изоляционный барьер напряжения шины постоянного тока 1000 В. Поскольку традиционные акустические тесты для испытаний устойчивости изоляционного барьера к частичным разрядам применительно к изолированным DC/DC-преобразователям априори невозможны, то для такого тестирования имеется соответствующее специализированное испытательное оборудование, способное регистрировать небольшие импульсы тока, возникающие вследствие разряда пикокулонных зарядов.

Измерения частичного разряда проводились до и после испытаний. Они показывают, что в используемых конфигурациях не было обнаружено какого-либо значительного ухудшения характеристик изоляции (рис. 7). Начальное напряжение частичного разряда оставалось более чем в два раза выше приложенного пикового напряжения переключения, что указывает на хороший технологический запас и с высокой долей вероятности гарантирует надежную долговременную работу изолированных DC/DC-преобразователей компании RECOM. Полный отчет по НИОКР BIER доступен на сайте компании [3].

Рис. 7. Результаты оценки напряжения возникновения частичных разрядов VPD, полученные в ходе выполнения НИОКР BIER

Заключение

Изоляция управляющих сигналов драйвера затвора и питания в двухтактных и мостовых схемах решает проблему воздействия напряжения переходных процессов на цепи затвора как по низкой, так и по высокой стороне (нижнему и верхнему плечу). Однако изоляционный барьер на высокой стороне остается подверженным влиянию высокого уровня синфазного напряжения, а его негативное действие усугубляется при наличии высокой рабочей частоты преобразования при преобразовании энергии и высоких граничных скоростях по скорости нарастания при включении. Практические испытания на предмет оценки негативного действия частичного разряда показали, что использованные компанией RECOM изолирующие компоненты в источниках постоянного тока драйвера затвора могут иметь и обеспечить достаточно хорошую долговременную надежность.

Для упрощения разработки полумостовых и мостовых силовых каскадов компания RECOM предлагает своим клиентам линейки DC/DC-преобразователей с выходными напряжениями и номинальными характеристиками изоляции, подходящими для драйверов затворов с высокой стороны — как для традиционных IGBT, так и для транзисторов, выполненных на базе карбида кремния и нитрида галлия.