Выбор наилучшего силового ключа для источников питания по величине заряда затвора

№ 3’2014
PDF версия
Улучшенные характеристики новых компонентов силовой электроники позволяют использовать более высокие частоты преобразования и создавать более компактные импульсные источники питания (ИП). Предполагается, что в скором времени на смену традиционным компонентам (MOSFET или IGBT) придут новые полупроводниковые приборы, такие как полевые МОП-транзисторы с суперпереходом или полевые транзисторы на основе нитрида галлия. Эти инновационные компоненты позволят создать импульсные ИП, работающие на более высоких частотах — от нескольких сотен килогерц до 1 мегагерц и выше.

Высокие рабочие частоты позволяют снизить стоимость ИП за счет уменьшения размера трансформаторов и дросселей и, соответственно, снизить общие массогабаритные показатели. Однако с увеличением частоты коммутации растут и потери. Основные потери мощности в импульсном ИП связаны с потерями в полупроводниковых приборах. Поэтому при проектировании силовых электронных схем важную роль играет оптимальный выбор силового ключа.

 

Оценка, необходимая для оптимального выбора силового ключа

Выбор нужного силового ключа для импульсного ИП требует детальной оценки множества параметров. Напряжение насыщения, пороговое напряжение, крутизна передаточной характеристики и пиковый ток влияют на рабочие характеристики, а запирающее напряжение, ток утечки и тепловые характеристики оказывают существенное влияние на надежность устройства.

Потери в ключах являются основной причиной общих потерь в схемах силовой электроники

Рис. 1. Потери в ключах являются основной причиной общих потерь в схемах силовой электроники

Потери энергии в силовых ключах можно разбить на три основные категории: потери на управление, возникающие при подаче сигнала на силовой ключ, коммутационные потери, возникающие при открытии и закрытии силового ключа, и потери на проводимость, возникающие в открытом состоянии ключа (рис. 1). На частотах коммутации ниже 10 кГц преобладают потери на проводимость. С ростом частоты начинают преобладать потери на управление и коммутационные потери (рис. 2).

Увеличение потерь возбуждения и коммутационных потерь

Рис. 2. Увеличение потерь возбуждения и коммутационных потерь

Потери каждого типа можно рассчитать по известным характеристикам полупроводникового прибора: на управление — по заряду затвора Qg; коммутационные — по сопротивлению затвора Rg и паразитным емкостям прибора Ciss (входная), Coss(выходная) и Crss (емкость обратной передачи) или по характеристикам заряда затвора; на проводимость — по сопротивлению в открытом состоянии Ron. И сопротивление в открытом состоянии, и паразитные емкости очень важны в работающих на высокой частоте силовых ключах с низкой добротностью, которая определяется как произведение Qg на Ron. Таким образом, для оценки потерь нужны приборы, способные измерять эти характеристики.

Первым этапом проектирования эффективного ИП является выбор силового ключа с хорошим балансом между сопротивлением в открытом состоянии и паразитными емкостями. Заряд затвора определяется как заряд, необходимый для полного открытия силового ключа. Также его можно рассматривать как параметр, представляющий нелинейные характеристики входной емкости (Ciss = Cgs+Cgd).

Заряд затвора — это общее количество заряда, необходимое для полного открытия силового ключа. Его можно рассчитать как интеграл по времени от тока, протекающего через затвор при переходе ключа в открытое состояние. Потери на управление рассчитываются при этом как произведение заряда затвора, напряжения затвора и частоты (рис. 3).

Расчет потерь возбуждения по заряду затвора

Рис. 3. Расчет потерь возбуждения по заряду затвора

Как показано на рис. 4, заряд затвора описывается непрерывной кривой, состоящей из трех участков с разным наклоном.

Теоретическое представление кривой Qg

Рис. 4. Теоретическое представление кривой Qg

Если ток затвора Ig постоянен, то заряд затвора равен произведению Ig на время t. При этом кривую Qg можно получить, измеряя напряжение на затворе Vgs.

Первый участок кривой Qg представляет нарастание Vgs, во время которого емкость Ciss_off заряжается током Ig, и ключ находится в закрытом состоянии. Этот участок кривой описывается уравнением Vgs = (1/Ciss_off) × Qg. Поскольку Cgs обычно значительно больше, чем Crss, формулу можно упростить: Vgs = (1/Cgs) × Qg. Заряд затвора для этого участка обозначен как Qgs. Когда Vgs становится выше порогового напряжения (Vth), начинает протекать ток стока (или коллектора). В этом участке Vgs нарастает до тех пор, пока ток стока не достигнет номинального тока по характеристике IdVgs.

На втором участке (горизонтальном), когда ключ переходит в полностью открытое состояние, Vgs не нарастает, поскольку весь ток Ig втекает в Crss.

Определение Qg по нелинейной зависимости Crss–Vdg

Рис. 5. Определение Qg по нелинейной зависимости Crss–Vdg

На рис. 5 показаны емкостные характеристики транзистора, а на рис. 5г — зависимость Crss от напряжения. Изменения Crss можно разделить на две четко отличающиеся области:

  • Vds>Vgs, Crss растет с уменьшением Vds. Увеличение заряда Qgd1 описывается формулой:

где Qgd1 называется зеркальным зарядом.

  • В области Vgs >Vgd Crss существенно увеличивается из-за возникновения канала под затвором в результате открытия ключа. Увеличение заряда Qgd2 описывается формулой:

Значение Ciss_on получается из характеристики VgsCiss, как показано на рис. 5в. На этом участке заряд называется Qgd. Величина Qgd зависит от напряжения стока (или коллектора) в закрытом состоянии и от Crss — в открытом.

Qgd = Qgd1+Qgd2.        (3)

Значение Qgd ограничивает ключевые характеристики полупровод­никового прибора.

На последнем участке ключ полностью открыт, и заряд Ciss_on продолжается. Vgs описывается уравнением Vgs = (1/Ciss_on× Qg.

 

Расчет цепи управления затвора IGBT

При проектировании цепи управления затвора IGBT и расчета потерь на управление конструкторы должны учитывать характеристики заряда затвора силового транзистора. С этой целью они выбирают рабочее напряжение на затворе, учитывая характеристики ключа, их разброс, зону самопроизвольного открытия ключа, и рассчитывают общий заряд по кривой Qg. Предположим, например, что кривая Qg, показанная на рис. 6, получена при Vds = 600 В и Id = 100 A. Если на затвор подается напряжение 0–15 В, то Qg получается равным 500 нКл. Если частота коммутации равна 20 кГц, потери на управление составляют 0,15 Вт:

P = f × Qg × Vg = 20 кГц × 500 нКл × 15 В.

Характеристики Qg, полученные по отрицательным значениям Vgs

Рис. 6. Характеристики Qg, полученные по отрицательным значениям Vgs

Кроме того, если необходимо получить длительность фронта 100 нс, то потребуется ток управления не меньше 5 А (500 нКл/100 нс). Недостаточный ток управления снижает скорость переключения и увеличивает коммутационные потери. Максимальный подъем тока управления является важным аспектом проектирования драйвера.

В общем случае рекомендуется, чтобы входное напряжение IGBT начиналось с отрицательного значения, что позволяет избежать произвольного открытия. Корректное общее значение Qg получается из суммы значений в области отрицательных и положительных напряжений. Например, напряжение затвора на рис. 6 меняется от –15 до +15 В, поэтому к Qg нужно добавить 400 нКл, что дает общие потери на управление 0,27 Вт:

P = 20 кГц × (400 нКл+500 нКл) × 15 В.

Кривая Qg в сочетании с выходным напряжением ключа позволяет детально проанализировать и оптимизировать силовой транзистор, работающий в ключевом режиме.

 

Взаимосвязь между временемпереключения и зарядом затвора

Расчет времени переключения часто выполняется по переходной характеристике заряда затвора первого порядка, последовательному сопротивлению затвора Rs и входной емкости Ciss. Rs равно сумме сопротивления затвора Rg и подключенного к затвору внешнего резистора.

Напряжение затвора Vgs в данный момент времени t выражается через напряжение возбуждения затвора VGS следующим образом:

Vgs(t)= VGS{1–e(–t/(Ciss × Rs))}. (4)

Следовательно, t определяется выражением:

Постоянная времени при 63,2% от VGS определяется формулой:

t = (Сiss × Rs). (6)

Подставляя Qg = Ciss × Vgs в уравнение (5), получаем:

Из уравнения (7) следует, что разность между t2 и t1 определяется выражением:

Указанные в технических характеристиках транзистора значения Td(on), Tr, Tf и Td(off) рассчитываются по формуле (8) путем подстановки соответствующих значений: напряжения затвора, напряжения стока и зависимости тока стока от Qg. Определение каждого из временных параметров можно найти в рекомендациях по применению, выпущенных производителем транзистора.

Уравнения с (9) по (12) определяют временные характеристики переключения в зависимости от напряжения затвора и напряжения стока.

  • Задержка открытия, Td(on): от 10% от VGS до 90% от VDS:

  • Время нарастания, Tr: от 90% от VGS до 10% от VDS:

  • Задержка закрытия, Td(off): от 90% от VGS до 90% от VDS:

  • Время спада, Tf: от 10% от VD до 90% от VDS:

 

Взаимосвязь между коммутационными потерями и зарядом затвора

Коммутационный заряд Qsw определяется как общий заряд за период, в течение которого напряжение стока пересекается с током стока. Он приблизительно равен зеркальному заряду Qgd1 из уравнения (1). Для преобразователей постоянного тока существует общепринятый способ расчета коммутационных потерь по Qsw.

Расчет временных характеристик переключения на основе Qg

Рис. 7. Расчет временных характеристик переключения на основе Qg

Qsw равен произведению тока затвора Ig на время переключения (Tsw(on) или Tsw(off)) и позволяет рассчитать коммутационные потери в момент открытия и закрытия ключа. В случае чисто резистивной нагрузки Id и Vds пересекаются в середине. В случае индуктивной нагрузки фазы тока и напряжения отличаются, и коэффициент потерь изменяется. Графически этот процесс представлен на рис. 8.

Коммутационные потери

Рис. 8. Коммутационные потери

 

 

Сложности измерения заряда затвора

В технических характеристиках часто приводится схема измерения кривой Qg. На рис. 9а показана схема с ИП тока, на рис. 9б — схема с резистивной нагрузкой, на рис. 9в — схема с индуктивной нагрузкой. В случае, показанном на рис. 9б, трудно получить угловую точку между первым и вторым склоном, поскольку ток зависит от напряжения.

Схема измерения заряда затвора

Рис. 9. Схема измерения заряда затвора

Хотя все три схемы выглядят простыми, систему для измерения Qg создать достаточно сложно по следующим причинам: во-первых, необходим стабильный ИП, способный обеспечить точную зависимость выходного тока и напряжения от времени, а во-вторых, необходимо точно измерять подаваемые на затвор ток и напряжение в зависимости от времени.

Для измерения Qg необходим стабильный и мощный ИП. Например, для подачи мощности 120 кВт при напряжении 600 В источник должен выдавать ток 200 A. Проектирование ИП с такими характеристиками сопряжено с определенными трудностями. Но для измерения Qg достаточно импульсного питания для захвата переходной импульсной характеристики. Поэтому в качестве ИП можно использовать большой конденсатор, обеспечивающий высокий разрядный ток. Тем не менее изготовить такую систему весьма непросто.

Для точной оценки Qg необходим источник постоянного тока, подающий сигнал на затвор. Qg равен произведению постоянного тока на время. Кривую Qg можно получить, делая выборки Vgs по времени. Скорость нарастания напряжения затвора должна точно контролироваться, в противном случае переключение ключа может произойти слишком быстро, и будет трудно измерять переходные характеристики.

Многие производители полупроводниковых приборов имеют собственные динамические контрольно-измерительные системы для измерения Qg. Тем не менее доступ разработчиков к таким системам ограничен из-за их высокой стоимости и размера. Поэтому компания Agilent Technologies разработала настольный прибор, способный быстро и просто измерять Qg в условиях лаборатории с ограниченным пространством.

 

Новый и передовой способ измерения Qg

Компания Agilent Technologies разработала новый метод получения характеристики заряда затвора Qg (кривая 3 на рис. 10). Этот общий график складывается из двух разных зависимостей Qg. Первая зависимость (кривая 1) измеряется прибором, рассчитанным на большой ток и малое напряжение, тогда как вторая зависимость (кривая 2) измеряется прибором, рассчитанным на малый ток и большое напряжение.

Рис. 10. Новый метод измерения Qg

Рис. 10. Новый метод измерения Qg

Прибор, рассчитанный на большой ток и малое напряжение, регистрирует зависимость изменения Qg во время открытия ключа, а прибор, рассчитанный на большое напряжение и малый ток, регистрирует изменения Qg, показывая ее зависимость от емкости Crss. Этот метод позволяет обойтись без мощного ИП, который в противном случае потребовался бы для измерения транзисторов с высоким напряжением и большим током.

Компания Agilent Technologies разработала контрольно-измерительную систему, в которой сигнал на затвор транзистора поступает от источника тока. В системе используются ИП, обеспечивающий большой ток и низкое напряжение, и источник с высоким напряжением и малым током стока (коллектора), а также средства одновременного измерения тока и напряжения. Такая уникальная система позволяет измерять заряд затвора, время переключения и рассчитывать результирующие потери.

Заряд затвора IGBT и полевого МОП-транзистора с суперпереходом

Рис. 11. Заряд затвора IGBT и полевого МОП-транзистора с суперпереходом

В таблице 1 приведены характеристики IGBT и полевого МОП-транзистора с суперпереходом, полученные путем измерения Ron/Qg/Rg/Crss. При прочих равных условиях полевой МОП-транзистор с суперпереходом демонстрирует меньшие коммутационные потери по сравнению с IGBT на частотах коммутации выше 20 кГц.

Таблица 1. Сравнение коммутационных потерь IGBT/МОП

Условия измерения

VDS, В

480

ID, А

20

Vgs, В

0–10

Частота коммутации, кГц

10/20

Коэффициент заполнения, %

10

Последовательное сопротивление затвора, Ом

27

Тип ключа

IGBT

Полевой МОП-транзистор с суперпереходом

IRG4PC40WPBF

FMW20N60S1HF

Измеренные значения

Qg, нКл

63

42

Qgd, нКл

36

22

Qsw (= Qgd1), нКл

12,2

10,0

Rg, Ом

0,7

3,5

Vce_sat/ Rds_on при 20 А, В

1,95

183

Рассчитанные значения

Td(on), нс

39

15

Tr, нс

47

28

Tf, нс

28

36

Td(off), нс

162

170

P (потери на управление), мВт

6,3

4,2

P (коммутационные потери) с индуктивной нагрузкой, Вт

9,0/18,1

5,8/11,5

P (потери на проводимость), Вт

3,9

7,3

Суммарные потери, Вт

12,9/22,0

13,1/18,8

 

Измерение параметров транзистора с помощью Agilent B1506A

Анализатор параметров силовых полупроводниковых приборов B1506A компании Agilent Technologies может измерять все необходимые параметры в широком диапазоне рабочих условий. Он является первым в отрасли настольным прибором, способным измерять зависимость Qg в диапазоне до 1500 A/3 кВ и может строить полные графики зависимости Qg вдиапазоне от 1 нКл до 100 мкКл с помощью инновационного метода, использующего точное управление током затвора в сочетании с функцией подачи и измерения большого тока/низкого напряжения и высокого напряжения/малого тока.

Таблица 2. Измерительный диапазон B1506A

Измеряемый/управляемый параметр

Диапазон

Минимальное разрешение

Qg

1 нКл – 100 мкКл

10 пКл

Vdd

±0–3000 В

100 мкВ

Предельное значение Id

±1–1100 A

2 мА

Ig

±1 нА–1 A

10 пА

Vg

±30 В

40 мкВ

Время открытия

50–950 мкс

2 мкс

Сигнал Vg для токовой нагрузки

±30 В

40 мкВ

Кроме вольт-амперных характеристик, B1506A может измерять паразитные параметры транзистора: Rg, Ciss, Crss, Coss, Cgs, Cds. Таким образом, он может проверять силовые ключи с разных точек зрения. Кроме того, он может рассчитывать время переключения (td, tr, tf), потери мощности (потери на управление, коммутационные потери и потери на электропроводность) по кривым Qg и другим измеренным параметрам. И, наконец, он может измерять температурные зависимости в диапазоне –50…+250 °C.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.