Новый вспомогательный преобразователь для железнодорожного транспорта

№ 4’2015
PDF версия
Более 20 лет разработки вспомогательных преобразователей для ж/д применений были сфокусированы на требованиях снижения массо-габаритных параметров, более высокого КПД и простой эксплуатации. В настоящее время, при возрастающем числе электронных нагрузок, требующих высокого качества электроэнергии, и при увеличивающихся расстояниях пробегов локомотивов, требование высокой надежности становится приоритетным. В статье рассматривается вспомогательный преобразователь с новой структурой (16 кВт), которая гарантирует повышенную надежность при минимальном числе входящих в него блоков. Точная стабилизация напряжения на нагрузке и правильно организованный заряд бортовой щелочной батареи может продолжаться, даже если откажут несколько блоков преобразователя. Теоретический анализ подтверждается моделированием и экспериментами.

Введение

В настоящее время вспомогательные преобразователи (ВП), предназначенные для локомотивов, должны иметь высокую надежность и обеспечивать высокое качество выходных напряжений. Если в системе применяется аккумуляторная батарея (АБ), необходимо обеспечивать ее режим работы, гарантирующий безопасность, а также готовность к увеличенному среднему времени наработки на отказ. В условиях пробега на большие расстояния (несколько тысяч километров) к локомотиву предъявляются повышенные требования, а неисправность ВП может привести к значительным задержкам поезда или внеплановому ремонту. Значительную часть выходной мощности ВП составляют электронные нагрузки, следовательно, необходимо обеспечивать высокое качество выходного напряжения как в установившихся, так и в переходных режимах. Правильно организованная эксплуатация АБ необходима для ее постоянной готовности как резервного источника питания. В частности, вследствие применения на ж/д, как правило, щелочных АБ важно избегать «эффекта памяти», который вызывается их недозарядом. Напряжение АБ при ее заряде должно изменяться в широких пределах для заданного температурного диапазона, что усложняет процесс заряда.

В статье рассмотрен ВП с двумя трехфазными источниками напряжения, который обеспечивает стабилизированное напряжение на выходе и надежную работу АБ. Как обычно, предъявляется требование малых размеров ВП, что особенно важно для устройства, размещаемого в локомотиве или другом подвижном объекте. На первый взгляд построение ВП можно рассматривать как задачу, близко связанную с созданием UPS — непрерываемого источника напряжения с напряжением переменного тока как на входе, так и на выходе. Возможные решения UPS подробно показаны в [1]. Однако представленные выше требования к ВП, работающим в локомотивах или на других транспортных объектах, не позволяют применять решения для UPS. Более того, решения для ВП должны кардинально отличаться от тех, что применяются для UPS, а нахождение наилучшего варианта преобразователя требует особо внимательного рассмотрения.

Источник энергии, обычно применяемый в телекоммуникациях, содержит несколько AC/DC-преобразователей, которые работают параллельно, поддерживая надежность, используя принцип N+1. К недостаткам такого решения можно отнести «плавающий» режим напряжения на выходе, что в телекоммуникациях необходимо для заряда АБ при изменяющейся температуре; стабильные напряжения на нагрузках поддерживаются дополнительными преобразователями, устанавливаемыми в аппаратуре потребителя.

Блок-схема системы электропитания с использованием преобразователя DC/DC на выходе

Рис. 1. Блок-схема системы электропитания с использованием преобразователя DC/DC на выходе

Замена блока AC/DC, оказавшегося неисправным, производится после получения сигнала на диспетчерском пункте. На рис. 1 [2] показана структура преобразователя, в котором устранен недостаток, описанный выше. В этом решении выходное напряжение стабилизировано, и когда отказывает блок AC/DC, оно будет поддерживаться АБ. С другой стороны, при неисправности AC/DC разряд АБ представляет определенный недостаток данной структуры. Упрощенная структура преобразователя, в которой для заряда АБ используется отдельное устройство, показана на рис. 2; напряжение на нагрузке стабилизировано с помощью еще одного AC/DC-преобразователя [3].

Блок-схема системы электропитания с дополнительным преобразователем для заряда АБ

Рис. 2. Блок-схема системы электропитания с дополнительным преобразователем для заряда АБ

Система электропитания повышенной надежности для телекоммуникаций показана на рис. 3. Здесь два источника входного напряжения AC, две АБ и два преобразователя DC/DC. Фактически показано два устройства, работающих параллельно.

Система электропитания повышенной надежности для телекоммуникаций

Рис. 3. Система электропитания повышенной надежности для телекоммуникаций

Определенные недостатки системы:

  • выходное напряжение выходит из допуска при разряде обеих АБ;
  • выходные напряжения снижаются, когда должны быть ограничены токи, поступающие в АБ;
  • применение двух АБ и большое число требуемых преобразователей.

Таким образом, все рассмотренные варианты построения преобразователей обладают существенными недостатками, и их нельзя рекомендовать в качестве высоконадежных и недорогих устройств для применения на ж/д.

 

Описание предлагаемого ВП

Новая структура ВП для применения на транспорте, отвечающая самым строгим требованиям, показана на рис. 4. Отличительным свойством системы является минимальное число входящих в нее блоков, что необходимо для повышения надежности и снижения стоимости. В системе два входа AC, хотя она может работать и с одним при их объединении.

Предлагаемый вспомогательный преобразователь для применения на ж/д

Рис. 4. Предлагаемый вспомогательный преобразователь для применения на ж/д

Принцип работы системы следующий: AC/DC1 преобразователь поддерживает выходное напряжение (Vo) с требуемой точностью как в установившимся режиме, так и при переходных процессах. В то же время происходит подзаряд Ni-Ca АБ при соблюдении необходимого температурного режима, что обеспечивается преобразователем AC/DC2.

При нормальном функционировании преобразователь DC/DC находится в резерве и поддерживает работу AC/DC1 только в переходных режимах, при этом электронный ключ (ES) не подключается.

Рассмотрим различные ситуации, при которых система должна работать, поддерживая требуемую надежность:

  • AC/DC1 выходит из строя, тогда должны работать AC/DC2 и DC/DC. Напряжение к нагрузке поступает от AC/DC2 через DC/DC; одновременно с этим AC/DC2 заряжает АБ.
  • AC/DC2 выходит из строя, тогда должны работать AC/DC1 и DC/DC. Преобразователь AC/DC1 поддерживает напряжение на нагрузке, АБ продолжает заряжаться через DC/DC в соответствии с заданной температурной зависимостью.
  • Выходят из строя AC/DC1 и AC/DC2; в этом случае нагрузка получает стабилизированное напряжение от DC/DC; выходное напряжение на этот блок поступает от АБ.
  • Выходят из строя AC/DC2 и DC/DC; преобразователь AC/DC1 поддерживает напряжение на нагрузке, подзаряд АБ происходит без температурной компенсации через контактор EMS.
  • Выходят из строя AC/DC1 и DC/DC; в этом случае преобразователь AC/DC2 подзаряжает АБ без температурной компенсации, а напряжение на нагрузке поддерживается через контактор EMS.
  • Выходят из строя AC/DC1, AC/DC2 и DC/DC; в этом случае нагрузка получает напряжение от АБ через контактор EMS.

 

Принцип работы преобразователей AC/DC

Преобразователи AC/DC1 и AC/DC2 выполнены по одной и той же электрической схеме, конструктивно не имеют отличий и являются взаимосвязанными блоками. Упрощенная структурная схема показана на рис. 5 и содержит входной выпрямитель (Вх.В.), входной емкостной фильтр (Свх-Ф), повышающий преобразователь (ПП), синусный резонансный преобразователь (СРП), выходной выпрямитель (Вых.В.) и выходной емкостной фильтр (Свых-Ф). СРП выполнен по полумостовой схеме.

Блок-схема преобразователя AC/DC

Рис. 5. Блок-схема преобразователя AC/DC

Такая структурная схема позволяет достичь высокого КПД благодаря положительным свойствам ПП; СРП обеспечивает в нормальном режиме малые динамические потери в ключах. При нормальном режиме работы ВП выходное напряжение AC/DC поддерживает напряжение на нагрузке (Vo) или напряжение на АБ (VАБ) с заданной температурной зависимостью. Система управления — многорежимное устройство, имеющее возможность изменять выходное напряжение или напряжение на АБ в зависимости от состояния отдельных блоков ВП. При нормальном режиме работы и при заряженной АБ ключи СРП (как в AC/DC1, так и в AC/DC2) работают с максимальным значением коэффициента заполнения D, близким к 0,5. Небольшая пауза между включенными состояниями ключей СРП гарантирует их работу без чрезмерно больших токов.

Алгоритмы управления

При нормальном режиме работы алгоритмы управления преобразователей AC/DC1 и AC/DC2 схожи, различия заключаются только в том, что в первом случае (AC/DC1) напряжение на нагрузке поддерживается постоянным, а во втором (AC/DC2) напряжение заряда и подзаряда АБ должно изменяться в зависимости от температуры. Кроме того, опорные напряжения ограничителей тока в каналах являются различными.

Блок-схема стабилизации напряжения на выходе AC/DC1 показана на рис. 6. Опорные сигналы токовых защит ICL1 и ICL2 поступают в ПИД-регуляторы IL и Ibat для ограничения тока нагрузки и тока АБ. Блок, действующий по принципу «меньше меньшего» (MIN), обеспечивает на своем выходе сигнал, равный наименьшему из сигналов In1, In2, In3.

Блок-схема стабилизации выходного напряжения преобразователем AC/DC1

Рис. 6. Блок-схема стабилизации выходного напряжения преобразователем AC/DC1

Управление СРП, показанного на рис. 5, поддерживает выходное напряжение с помощью импульсов, подаваемых на ключи с достаточно высокой частотой (15 кГц) для применяемых IGBT-модулей. Это оказалось возможным благодаря резонансному режиму работы. Отпирающие импульсы поступают на драйверы модулей в противофазе, их длительность составляет 28,5 мкс. Управление СРП предусматривает защиту ключей с помощью ПИД-регулятора, на вход которого поступает сигнал о токе нагрузки.

Процессы запуска

Важной частью работы СРП является процесс его запуска. Необходимо гарантировать заряд конденсатора ПП и конденсатора на выходе СРП без превышения токов IGBT-модулей обеих ступеней. Рассмотрим процесс запуска преобразователя AC/DC1, стабилизирующего напряжение на выходе (Vo). Диаграммы запуска показаны на рис. 7, здесь мы полагаем, что к моменту времени «0» конденсатор на выходе ПП уже заряжен через стандартную цепь, которая здесь не рассматривается. На рис. 7 можно увидеть плавное расширение управляющих импульсов ПП после момента времени, когда выходное напряжение достигло заданного значения Vo1(сигнал Boost Ref на рис. 6). В результате напряжение Vo продолжает расти и устанавливается на заданном уровне.

Диаграммы процесса запуска преобразователя AC/DC1

Рис. 7. Диаграммы процесса запуска преобразователя AC/DC1

Преобразователь AC/DC2, нагрузкой которого является АБ, может отличаться процессом запуска от описанного выше. В начальный момент запуска ток АБ может достичь заданного значения, например 25 А, даже на этапе возрастания длительности импульсов. Это является причиной, почему ПИД-регулятор СРП, управляющий преобразователем AC/DC2, начинает ограничивать ток АБ с помощью длительности управляющих импульсов.

Этот процесс может продолжаться довольно долгое время, и ключи СРП должны выдерживать режим ШИМ (не резонансный режим). Поскольку ток АБ в этом случае меньше максимального заданного значения, ступень ПП подключена. В это же время опорный сигнал возрастает, к примеру до 35 А. В ПИД-регуляторе, отвечающем за выходное напряжение АБ (VАБ), опорное напряжение также возрастает с определенной скоростью до значения, которое необходимо для заряда АБ при неизменной температуре.

Важно уметь определять мощность, рассеиваемую в ключе СРП не в резонансном режиме, и максимальную температуру перехода. При этом нам потребуются расчетные соотношения, которые могут быть получены из анализа схемы СРП. Эквивалентная схема работы в одном полупериоде частоты переключения показана на рис. 8.

Эквивалентная схема СРП для одного полупериода частоты переключения

Рис. 8. Эквивалентная схема СРП для одного полупериода частоты переключения:
Vin — входное напряжение полумостового преобразователя;
S — ключ, замкнутый в течение полупериода;
C — емкость резонансного конденсатора, подключенного последовательно к первичной обмотке трансформатора;
Ls — индуктивность рассеяния обмотки трансформатора, отнесенная к первичной стороне;
Vor — выходное напряжение СРП, отнесенное к первичной стороне

Составив уравнения для схемы по рис. 8 и решая их с начальными условиями iL(0) = 0; vC(0) = VC0, получим:

Формула

где VC0 — напряжение на конденсаторе в начале полупериода переключения, ωо = 1/√LsС.

В резонансном (нормальном) режиме работы ωo > ωs, где ωs — круговая частота переключения.

Кривая тока для схемы в режиме ШИМ показана на рис. 9. Анализ эквивалентной схемы (рис. 8) позволил получить следующие соотношения:

Формула

где: n = W2/W1 — отношение витков в трансформаторе; IL — ток нагрузки СРП; k = f0/f — отношение резонансной частоты к частоте переключения;

VC0 = –pkωoLsIL × n/2.                 (3)

Ток ключа в момент его выключения (угол a) определяется из (1):

Формула

Выполним расчет, чтобы выяснить возможность использования ключей, примененных в данной схеме, для режима ШИМ. Пример расчета проводится для случая, использованного на практике. Исходные данные для расчета следующие:

f = 15 кГц;

f0 = 18,6 кГц;

Ls = 12,2 мкГн;

С = 6 мкФ;

IL = 28 А;

n = 0,375;

Vin = 540 B;

k = f0/f = 1,24;

ωo = 1,169×105 рад/с;

V0 = 90 В.

Ток в контуре в режиме ШИМ

Рис. 9. Ток в контуре в режиме ШИМ:
α — угол включения транзистора;
T — период переключения

Ключи выбраны типа FF400R12KE3.

Используя (2) для известного значения V0 = 90 В, определим угол: α = 1,601. Начальное значение VC0 определим из (3): VC0 = –29,16 В. Ток ключа в момент его выключения (4) Ioff = 41,3 А.

Статические потери в одном ключе определим из соотношения:

Формула

Для модуля FF400R12KE3 из справочных данных при температуре +25 °С: VF = 0,96 В, rON = 0,0018 Ом. В результате получим PON = 14,21 Вт.

При температуре перехода +125 °С из справочных данных получим: VF = 0,9 В, rON = 0,00275 Ом. При этой температуре статические потери (для одного ключа): PON.125 = 13,77 Вт. Потери из-за разряда выходной емкости модуля (COSS = 1,1×10–9 Ф) при включении модуля:

PC = Vin2fCOSS / 2 = 2,41 Вт.

Потери на выключение (ток Ioff = 41,3 А) при известной из справочных данных энергии Eoff = 77,11 Дж: Poff = 115,5 Вт.

Можно видеть, что потери в модуле при частоте переключения 15 кГц намного больше потерь при включенном состоянии, а также намного больше потерь, вызванных разрядом выходной емкости модуля. Суммарные потери для одного модуля:

Ptot = PON+PC+Poff = 14,21+2,41+115,5 = 132,11 Вт.

Средний перегрев от перехода до радиатора можно определить, зная две составляющие теплового сопротивления модуля FF400R12KE3:

Rjc = 0,11 °С/Вт, Rch = 0,055 °С/Вт.

DT = Ptot(Rjc+Rch) = 21,8 °С.

Средний перегрев радиатора, смонтированного в шкафу преобразователя, не превышает +85 °С при максимальной температуре +60 °С. Следовательно, температура перехода в самом тяжелом случае составит: Tj = 85+21,8 = +106,8 °С.

Максимальная нормированная температура перехода +150 °С, поэтому рассмотренный для данного модуля режим ШИМ при разряженной батарее является вполне безопасным, без каких-либо рисков.

 

Преобразователь DC/DC и особенности его работы

Показанный на рис. 4 преобразователь DC/DC — важный узел системы, повышающий надежность и улучшающий качество напряжения на нагрузке. Преобразователь должен передавать энергию в обоих направлениях и в то же время:

  • поддерживать напряжение V0 при пропадании входного напряжения Vin1 или при отказе преобразователя AC/DC1; заряжать АБ, когда пропадает входное напряжение Vin2 или выходит из строя преобразователь AC/DC2;
  • поддерживать стабильное напряжение V0 при пропадании обоих входных напряжений Vin1, Vin

Существуют различные возможности реализации перечисленных задач. Одна из них заключается в двунаправленном применении хорошо известного трансформаторного обратноходового преобразователя. В этом случае управляемые ключи должны использоваться как на первичной, так и на вторичной сторонах преобразователя. Недостатками являются, во-первых, большие потери в схеме, что особенно неприемлемо для рассматриваемого применения, а во-вторых, использование относительно дорогого магнитного компонента с двумя обмотками. В [4] показано применение повышающе-понижающего преобразователя, который может работать в дву­направленном режиме.

Преобразователь работает в одном направлении только как понижающее устройство, а в обратном — только как повышающее. Такое функциональное свойство является определенным недостатком, препятствуя использованию данного решения в рассматриваемом случае. С ограниченными возможностями может работать преобразователь DC/DC, предложенный в [5], который представляется сложным и дорогим решением.

Недавно во многих приложениях стала применяться неинвертирующая Buck-Boost- топо­логия (повышающе-понижающая схема), в которой используется четыре ключа и один дроссель (рис. 10). Первоначальный вариант этой схемы был предложен в [6]. В [7–11] не упоминалось, что схема по рис. 10, в противоположность хорошо известным неинвертирующим топологиям, может работать как двунаправленная схема, способная передавать энергию от источника V1 к V2 и наоборот.

Buck-Boost-преобразователь с однонаправленным режимом работы

Рис. 10. Buck-Boost-преобразователь с однонаправленным режимом работы

В [7] такой преобразователь применен для работы с солнечными панелями, при этом было получено ценное свойство Buck-Boost-топологии — плавный (без возбуждения) переход от режима понижения напряжения к режиму повышения. В [8] были получены выражения для установившегося режима в схеме при учете неидеальности входящих в нее компонентов. В [9] такой преобразователь работает с высоким КПД в окрестности номинального входного напряжения. Возбуждение, вызываемое задержкой за время переключения, устраняется новым методом коррекции, представленным в [10]. Статья [11] представляет неинвертирующий Buck-Boost преобразователь с устройством управления для нахождения максимальной мощности солнечной панели. При использовании преобразователя с таким управлением получается источник, близкий к идеальному напряжению входной шины. При нормальном режиме ВП напряжение батареи поступает на выход V1 преобразователя DC/DC. Это напряжение равно 120 В или больше в зависимости от температуры. Выходное напряжение V2 поддерживается на уровне немного меньшем, чем выходное напряжение Vo (например, V2 = 105 В при Vo = 110 В). В тот же самое время ключи S1 и S2 работают в режиме ШИМ, реализуют режим работы Buck преобразователя, внутренний диод ключа S3 проводит ток, а ключ S4 заперт. Резкие скачки нагрузки и вызванные ими провалы выходного напряжения преобразователя AC/DC1 компенсируются работой преобразователя DC/DC в режиме Buck. Если входное напряжение ВП Vin2 пропадает или неисправен преобразователь AC/DC2, заряд АБ происходит от AC/DC1 при сохранении режима термокомпенсации, при этом энергия поступает от V2 в направлении V1, т. е. к АБ. Если в данной ситуации по некоторым причинам АБ разряжена, преобразователь DC/DC продолжает работать в режиме Buck с ограничением зарядного тока. По мере заряда АБ преобразователь DC/DC переходит в режим работы Boost при сохранении режима термокомпенсации. Когда один или оба входа ВП (Vin1, Vin2) отключаются или преобразователь AC/DC1 становится неисправным, снова необходимо поддерживать напряжение на нагрузке, поэтому энергия снова передается через преобразователь DC/DC в направлении от V1 к V2. Критическая ситуация происходит в случае скачка нагрузки от холостого хода до номинального. При этом наблюдается провал напряжения на нагрузке, который может быть и значительным, и продолжительным. В этом случае особенно важно управление преобразователем DC/DC. Работа с обычным ПИД-регулятором (рис. 11) не позволяет получить приемлемый переходный процесс, несмотря на тщательный выбор коэффициентов.

Обычное построение ПИД-регулятора с контуром ограничения при заходе в область насыщения

Рис. 11. Обычное построение ПИД-регулятора с контуром ограничения при заходе в область насыщения

Затянутый переходный процесс и значительный провал выходного напряжения при скачках нагрузки объясняются интегральной частью ПИД-регулятора. Однако увеличение коэффициентов Ki и Kp вызывает нестабильную работу системы. Выход из этой ситуации находится, если применить управление с изменяющимся пропорциональным коэффициентом Kp. Пока сигнал ошибки (Error) является большим, работает коэффициент Kp1, а при малом сигнале — Kp2, при этом Kp1 значительно больше Kp2. В результате при большом коэффициенте (Kp1) регулятор убыстряет переходный процесс, делая меньшим провал V0; когда сигнал Еrror меньше заданного уровня (дельта), произойдет переход к малому значению коэффициента (Kp2), поэтому замкнутая система управления остается устойчивой. Однако такое решение ведет к опасному уровню тока, происходящему от АБ через ключи преобразователя DC/DC. Причина этого явления состоит в установке минимального значения блока Sat (рис. 11); в этом случае конденсатор на выходе преобразователя DC/DC успевает значительно разрядиться. Установка ненулевого минимального значения блока Sat (другими словами, ненулевое значение коэффициента заполнения D) позволяет выполнить значительно быстрее изменение сигнала на выходе интегральной части регулятора. Например, если нижнее ограничение выбрано равным 0,5 (максимальное значение напряжения АБ 160 В), в работу системы не вносится каких-либо изменений после окончания переходного процесса. Следовательно, изменение структуры ПИД-регулятора оказывается полезным для ускорения работы преобразователя DC/DC в режиме Buck и для уменьшения провала выходного напряжения, что происходит благодаря переменному коэффициенту Kp и установке ненулевого минимального значения блока Sat. Система управления, описанная выше, является адаптивной. Измененная система ПИД-регулятора показана на рис. 12.

Построение ПИД-регулятора для улучшения переходных процессов

Рис. 12. Построение ПИД-регулятора для улучшения переходных процессов

 

Моделирование

Основные вопросы, рассмотренные в данной работе, моделировались с помощью комплекса MATLAB. Первичное напряжение и ток трансформатора показаны на рис. 13; работа проводилась на разряженную АБ в режиме токоограничения (28 А). Скачок напряжения на обмотке объясняется изменением напряжения на индуктивности LS (рис. 8) и действием источника напряжения Vor вследствие прохождения тока нагрузки.

Моделирование преобразователя AC/DC2 при его работе с ограничением тока. Работа преобразователя в нерезонансном режиме: 1 — 100 А/дел.; 2 — 100 В/дел.

Рис. 13. Моделирование преобразователя AC/DC2 при его работе с ограничением тока. Работа преобразователя в нерезонансном режиме:
1 — 100 А/дел.;
2 — 100 В/дел.

Работа преобразователя DC/DC в режиме Buck (когда энергия поступает от АБ к выходу VO) показана на рис. 14 и 15. На рис. 14 можно видеть изменение VO при скачке тока нагрузки до 55 А, ПИД-регулятор выполнен по стандартной схеме (рис. 11). Видно, что провал напряжения является большим, до 35 В с уровня 105 В; время переходного процесса значительное и составляет около 160 мкс. Такой процесс недопустим как по уровню провала напряжения, так и по его длительности. Результат моделирования при использовании модифицированной схемы ПИД-регулятора (рис. 12) показан на рис. 15. Теперь, применяя переменный коэффициент КР, удалось уменьшить провал выходного напряжения до 85 В (вместо 35 В) и сократить длительность процесса до 12,5 мкс вместо 160 мкс. Одновременно с этим бросок тока на выходе преобразователя DC/DC снижен на 30 А вследствие изменения нижней границы блока Sat от нуля до 0,5.

Моделирование переходного процесса в преобразователе DC/DC при изменении нагрузки от ХХ до 55 А

Рис. 14. Моделирование переходного процесса в преобразователе DC/DC при изменении нагрузки от ХХ до 55 А. Использован стандартный ПИД-регулятор:
1 – 20 В/дел.;
2 — 100 А/дел.

Моделирование переходного процесса в преобразователе DC/DC при изменении нагрузки от ХХ до 55 А

Рис. 15. Моделирование переходного процесса в преобразователе DC/DC при изменении нагрузки от ХХ до 55 А. Применена измененная схема ПИД-регулятора:
1 – 20 В/дел.;
2 — 100 А/дел.

Следовательно, схема управления преобразователя DC/DC с применением новых решений показала свою эффективность.

 

Эксперимент

На рис. 16 показан процесс запуска преобразователя AC/DC2, работающего на АБ после начала работы повышающей ступени и при ограничении зарядного тока.

Запуск преобразователя AC/DC2; первая ступень (Boost) вышла из нерабочего состояния, ступень DC/DC работает в резонансном режиме

Рис. 16. Запуск преобразователя AC/DC2; первая ступень (Boost) вышла из нерабочего состояния, ступень DC/DC работает в резонансном режиме:
1 — 20 В/дел.;
2 — 10 А/дел.

Опорный сигнал зарядного тока плавно возрастает, и в результате напряжение АБ растет. Максимальный ток заряда поддерживается на уровне 25 А, ключи ступени DC/DC работают в резонансном режиме, а ключи повышающей ступени продолжают работать в режиме ШИМ.

Работа в установившемся режиме ступени DC/DC преобразователя AC/DC2 при малом угле a и разряженной батарее показана на рис. 17. Можно видеть, что кривые близки к тем, что получены моделированием (рис. 13). Изменение выходного напряжения преобразователя DC/DC, работающего в режиме Buck при скачке нагрузки, показано на рис. 18. В этом случае была использована классическая схема ПИД-регулятора. Рисунок показывает большой провал напряжения на нагрузке и длительное время переходного процесса. Результат применения модифицированной схемы ПИД-регулятора показан на рис. 19, из него следует, что изменяемый коэффициент КР и нижняя граница блока Sat, равная 0,5, действительно позволили значительно улучшить параметры переходного процесса.

Напряжение и ток в первичной обмотке трансформатора преобразователя AC/DC2

Рис. 17. Напряжение и ток в первичной обмотке трансформатора преобразователя AC/DC2. АБ разряжена, малый угол a. Работа в режиме ШИМ:
1 — 200 В/дел.;
2 — 20 А/дел.

Переходный процесс в преобразователе DC/DC при изменении нагрузки от ХХ до 55 А

Рис. 18. Переходный процесс в преобразователе DC/DC при изменении нагрузки от ХХ до 55 А. Используется стандартное построение ПИД-регулятора:
1 — 20 В/дел.;
2 — 50 А/дел.

Переходный процесс в преобразователе DC/DC при изменении нагрузки от ХХ до 55 А

Рис. 19. Переходный процесс в преобразователе DC/DC при изменении нагрузки от ХХ до 55 А. Используется усовершенствованная схема ПИД-регулятора:
1 — 20 В/дел.;
2 — 50 А/дел.

Основные технические данные рассматриваемого ВП:

  • Вход: Vin1 = Vin2 = 3 × 380 (±38) В. Коэффициент мощности ≥0,95 (номинальная нагрузка).
  • Нагрузка: V0 = (110 ±1,5) В. Изменение тока нагрузки 3–82 А, пульсации на нагрузке <1%, номинальная мощность 9 кВт.
  • Батарея: ток заряда постоянный, напряжение заряда 133,4–150 В (–50…+50 °С). Номинальная мощность 7 кВт, пульсация зарядного тока <1%.
  • КПД (на полной нагрузке) ≥91%.

Система управления ВП использует несколько ЦСП типа TMS320F2808.

 

Выводы

В статье представлен новый ВП для ж/д с общей выходной мощностью 16 кВт. Он отличается повышенной надежностью, что особенно актуально для современных локомотивов с большими расстояниями пробега.

Для ВП характерно использование минимального числа входящих в него блоков. Неисправность одной или двух линий входного электропитания приводит к началу работы преобразователя DC/DC, выполненного как Buck-Boost-преобразователь с двунаправленным режимом работы. Заряд полностью разряженной АБ производится от ступени DC/DC преобразователя AC/DC2, работающего с целью ограничения выходного тока в режиме ШИМ, хотя обычно этот преобразователь (AC/DC2) работает при использовании резонанса. Предложена эквивалентная схема и методика расчета теплового режима ключей преобразователя AC/DC2 при работе на АБ. Обычный ПИД-регулятор для преобразователя DC/DC заменен новым решением для существенного улучшения переходных процессов. Моделирование и эксперименты подтвердили теоретический анализ.

Литература
  1. Stoyan B. Bekiarob, Ali Emady. Uninterruptible Power Supplies: Classification, Operation, Dynamics, and Control // Proc. Applied Power Electronics Conference. 2002.
  2. Idris A. Gadoura. Design of Robust Controllers for Telecom Power Supplies. Helsinki University of Technology, Control Engineering Laboratory, Espoo 2002.
  3. Didier Marquet, Fernando San Miguel, Anne Deshayes, Jean-Christophe Tétart. New Power Supply Optimised for New Telecom Networks and Services. INTELEC 99. 1999.
  4. Maryclaire Peterson, Brij N. Singh. Voltage sag mitigation for a high frequency multistage power conversion system. IECON 2008. Orlando, USA.
  5. Zhe Zhang, Ole C. Thomsen, Michael A.E. Andersen, Jacob D. Schmidt, Henning R. Nielsen. Analysis and Design of Bi-directional DC/DC Converter in Extended Run Time DC UPS System Based on Fuel Cell and Supercapacitor. APEC 2009.
  6. AC № 452816, кл. МКИ605f (CCCP). Комбинированный ИРН. / В. А. Головацкий, В. И. Мелешин, Ю. Ф. Опадчий.
  7. Richard K. Hester, Christopher Thornton, Sairaj Dhople, Zheng Zhao, Nagarajan Sridhar, Dave Freeman. High efficiency wide load range buck/boost/bridge photovoltaic microconverter. APEC 2011.
  8. Erik Schaltz, Peter Omand Rasmussen, Alireza Khaligh. Non-inverting buck-boost converter for fuel cell applications. IECON 2008. Orlando, USA.
  9. Xiaoyong Ren, Zhao Tang, Xinbo Ruan, Jian Wei, Guichao Hua. Four Switch Buck-Boost Converter for Telecom DC/DC power supply applications. APEC 2008.
  10. Young-Joo Lee, Alireza Khaligh, Ali Emadi. A Compensation Technique for Smooth Transitions in a Noninverting Buck-Boost Converter. APEC 2009.
  11. Oliver Mourra, Artura Fernandez, Fernando Tonicello. Buck Boost Regulator (B2R) for spacecraft Solar Array Power conversion. APEC 2010.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.