Стабильность Vout в конвертерах отрицательного напряжения может быть улучшена

Упомянутые стандартные микросхемы преобразователей постоянного напряжения с ключом внутри имеют четыре основных вывода (внешние клеммы):

• Vin — клемма плюс-напряжения питания;
• GND — клемма минус-напряжения питания;
• SW — свободный вывод силового быстродействующего ключа-транзистора, второй вывод которого присоединен либо к V_in, либо к GND;
• FB — клемма минус-входа усилителя сигнала ошибки в контуре обратной связи преобразователя.

К клемме плюс-входа этого усилителя внутри микросхемы обычно присоединяется источник эталонного напряжения V_r, плюсом относительно GND, поэтому сигнал обратной связи по выходному напряжению конвертера формируется как VFB_GND, т. е. плюсом на FB относительно GND. Очевидно, что в устойчивом режиме стабилизации VFB_GND (t) содержит небольшие пульсации, а его среднее значение VFB_GND равно величине V_r.

В зависимости от того, куда присоединен второй вывод силового транзисторного ключа, различаются микросхемы конвертеров с High voltage switch (H-sw, ключ соединен с V_in), которые используют при конструировании buck-конвертеров (понижающих ИРН [1]), и микросхемы с Low voltage switch (L-sw, ключ соединен с GND), применяемые при конструировании boost-конвертеров (повышающих ИРН [1]). Микросхемы с H-sw используются и при конструировании схем buck-boost—конвертеров, т. е. ИРН, способных как понижать, так и повышать модуль выходного напряжения, имеющего полярность, обратную по отношению к питающему напряжению.

По существу, термины buck, boost и buck-boost обозначают для конвертеров различное отношение модуля выходного напряжения |V_out| к модулю входного |V_in|. Для схем рассматриваемых DC/DC-конвертеров характерно наличие общего провода входа и выхода, относительно которого отсчитывают входное V_in и выходное V_out напряжение. Обозначим такой общий провод GND-ch. Его совпадение с GND имеет место в схемах конвертирования +V_in, но совсем не обязательно при конвертировании –V_in. В возникающих при этом разнообразных ситуациях термины H-sw и L-sw помогают производить идентификацию микросхем для конвертеров, необходимость в которой возникает хотя бы потому, что с помощью и тех, и других могут быть созданы схемы buck, boost и buck-boost-конвертеров.

В работе [2] систематизировано проектирование конвертеров на основе L-sw микросхем, а в работе [3] — на основе H-sw микросхем. В обеих публикациях рассматриваются варианты схем преобразователей мощности источников V_in, соединяемых с GND-ch как проводом –V_in (конвертеры положительного напряжения — КПН), так и соединяемых с GND-ch проводом +V_in (конвертеры отрицательного напряжения — КОН). Конвертеры КОН представлены многими вариантами схем, среди которых интересующие нас DC/DC с GND-ch, не совпадающим с GND:

• КОН buck;
• КОН buck-boost с инверсией полярности;
• КОН boost.

Рис. 1. Понижающий преобразователь минус-напряжения

Проектирование основных токозагруженных элементов разных конвертеров в работах [2, 3] мало различается для КОН и КПН. Проектирование цепей обратной связи по выходному напряжению в КОН с L-sw и с H-sw очень специфично вследствие наличия общего провода GND-ch, не совпадающего с GND. Рассмотрим с этой точки зрения два вида схем: buck-преобразователь, представленный на рис. 1, где (|V_out|<|V_in|), и buck-boost-преобразователь, показанный на рис. 2, где можно получить (|V_out|>|V_in|) или (|V_out|<|V_in|) путем выбора соответствующих параметров цепи обратной связи с зажимов нагрузки на клеммы FB и GND.

Рис. 2. Инвертирующий преобразователь минус-напряжения

Цепь обратной связи в этих схемах, согласно работе [2], «содержит p-n-p-транзистор, для того чтобы сдвинуть уровень сигнала датчика выходного напряжения на уровень клеммы FB относительно отрицательного потенциала входного напряжения». Более точно, например с позиции теории цепей, функцию этой схемы можно определить как формирование между двумя подсхемами конвертера, которые не имеют общего провода GND, связи в виде падения напряжения заданной величины между парой узлов первой подсхемы от тока, который зависит от разности потенциалов между узлами второй подсхемы. Применительно к схеме конвертера, приведенной на рис. 1, это означает формирование на FB смещения требуемой величины VFB_GND, зависящего от напряжения на нагрузке. Смещение создается с помощью транзистора Q1 как падение напряжения I_c × R₁ от тока коллектора I_c, который почти пропорционален напряжению на нагрузке согласно приводимым соотношениям:

I_e = (V_out – V_eb) / R₃; I_c = I_e × b / (b + 1);

VFB_GND = I_c × R₁,                    (1)

где V_eb — прямое падение напряжения на переходе e-b; b = I_c/I_b >>1 — коэффициент передачи тока база-коллектор.

Соотношения (1) применяют после выбора величин I_c и R₁, например, 1 мА и V_r [кОм], как в схеме на рис. 1. Эти величины позволяют оценить и затем уточнить в процессе симуляции величину R₃, нужную для получения требуемого выходного напряжения конвертера. В некоторых случаях изготовитель предусматривает смещение FB без использования R₁ путем задания определенной величины втекающего или вытекающего из FB тока I_c. Наличия I_c достаточно для определения сопротивления резистора R₃, формирующего это значение тока согласно выражениям (1).

Как известно, V_eb уменьшается с ростом температуры с градиентом около 2 мВ/град, что приводит к зависимости I_c, VFB_GND и V_out от температуры. На рис. 3 показаны результаты исследования нестабильности выходного тока коллектора I_c рассматриваемой цепи обратной связи в диапазоне температур. Приведены результаты симуляции тока коллектора транзистора 2N3906 в диапазоне температур в схеме, соответствующей цепи обратной связи, показанной на рис. 1 и содержащей элементы Q1, R₃ = 78 кОм, источник напряжения V_out = –5,3 В на месте нагрузки конвертера плюс источник питания цепи коллектора V_in = –10 В, подобранные для получения тока I_c, равного примерно 83 мкА при нормальной температуре. Симуляция была выполнена с помощью SPICE-ориентированного пакета программ LTspice IV фирмы Linear Technology.

Как видно из результатов симуляции, представленных на рис. 3, имеет место достаточно заметный рост тока с температурой с градиентом порядка 0,045 % на градус. Этот показатель, зависящий от величины V_out, особенно сильно ощущается при соизмеримых с V_eb малых значениях модуля V_out. В работе [2] была рекомендована компенсация этой температурной зависимости включением параллельно R₁ в схемах на рис. 1 и 2 цепочки из последовательно включенных диода и резистора величиной R₃. Но это конкретное решение почему-то не получило признания и распространения.

Рис. 3. Температурная зависимость тока в обратной связи

В современных формирователях смещения широко применяют схемы так называемого «зеркала тока» [4]. Это устройство без затруднений можно использовать и в рассматриваемых цепях обратной связи. На рис. 4 схема «зеркала тока» показана таким образом, чтобы не возникало никаких сомнений в том, как включить ее в обратную связь преобразователей, показанных на рис. 1 и 2. Требуемые токи и напряжения устанавливаются в схеме в соответствии с соотношениями:

I_c2 = I_e2 × b / (b + 1); I_e2 = I_e1 (свойство зеркала токов),

I_e1 = (V_out – V_eb)/R₃.                   (2)

Рис. 4. Зеркало тока

Здесь индексами 2, 1 обозначена принадлежность к транзисторам Q2, Q1 соответственно. Из выражений (2) ясно, что для формирования эмиттерного тока Q1 используется то же напряжение (V_out  – 0,7 В), что и в схемах, приведенных на рис. 1 и 2.

Известно, что в зеркале тока (ЗТ) реализуется хорошая компенсация воздействия температуры, если транзисторы Q1 и Q2 одинаковы и выполнены в одном технологическом цикле (например, MMDT3906 от Diodes Inc.). Однако это суждение справедливо по отношению к выполнению зеркалом только одной функции — функции преобразования тока эмиттера транзистора Q1 на входе в ток коллектора транзистора Q2 на выходе.

В рассматриваемой ситуации ЗТ выполняет двойную роль: транзистор Q2 формирует ток коллектора I_c2 как генератор с высоким выходным сопротивлением, «отражая» в I_е2 ток эмиттера транзистора Q1; транзистор Q1 преобразует напряжение V_out в ток I_e1 своего эмиттера. После такого выделения функций приходится признать, что устройство хорошо компенсировано для исполнения функции генератора тока I_c2 и совершенно не компенсировано для исполнения функции преобразователя V_out в ток I_e1, который затем «отражается» в I_c2. Этот вывод подтверждается проведенным опытом.

Результаты симуляции поведения ЗТ, представленного на рис. 4, и схемы обратной связи, изображенной на рис. 1, при одинаковых уровнях V_out, V_in и одинаковых транзисторах 2N3906 совпадают с высокой точностью в диапазоне температур. В схеме ЗТ имеет место рост выходного тока с температурой с тем же градиентом около 0,045% на градус, что и в схеме с одним транзистором, показанной на рис. 1.

Различные известные модификации основной схемы зеркала тока, включая схемы с полевыми транзисторами [4], не улучшают температурную стабильность выходного тока, если входной ток формируется через резистор от источника напряжения. Решить такую задачу можно только специальной температурной компенсацией процесса преобразования V_out во входной ток I_e1 зеркала. Технически это можно реализовать введением полезной асимметрии в эмиттер-базовые цепи с помощью небольшого сопротивления R5 в цепи эмиттера входного транзистора Q1 [5]. В ходе экспериментов, выполненных как ряд симуляций в диапазоне температур DT, было обнаружено, что при некоторой величине сопротивления резистора R₅:

• функция I_c2(T) становится нелинейной и приобретает экстремум;
• общая вариация этого тока DI_c в диапазоне DT становится минимальной.

На рис. 5 приведена схема buck КОН с V_out< 0, в котором схема обратной связи выполнена в виде зеркала токов (ЗТ) с дополнительной температурной компенсацией во входном каскаде. Схема, выполненная на базе L_sw МС LT3580, отличается тем, что в ней отсутствует резистор R1, имевшийся на входе управления МС (рис. 1). Это объясняется тем, что МС LT3580 требует по входу управления FB сигнал тока I_FB = 83 мкА, а не напряжения. Пожалуй, это наиболее выразительно иллюстрирует результаты применения ЗТ для замыкания контура обратной связи по выходному напряжению преобразователя.

Рис. 5. Понижающий преобразователь минус-напряжения с контуром обратной связи, включающим зеркало тока

Результаты симуляции поведения ЗТ с дополнительной компенсацией в диапазоне температур для V_out = –5,3 В при выходном токе около 83 мкА, сформированном благодаря R₃ = 73,3 кОм и R₅ = 70 Ом, приведенные на рис. 6, вполне убедительны. Изменения выходного тока ЗТ относительно уровня 83 мкА в диапазоне температур снижены не менее чем в 5 раз по сравнению с тем, что представлено на рис. 3. Определение величины сопротивления R₅, необходимой для компенсации, требует определенных усилий. Вначале приближенно оценивается значение произведения R₅ × I_c1 при температуре T_n с использованием соотношения

где T_n = 310 K — условно-нормальная температура в градусах Кельвина; V_Tn = 27 мВ — тепловой потенциал при этой температуре; DV_be/DT = 2 мВ/К — градиент изменения V_be по температуре; V_ben ≅ 630 мВ — величина V_be при T_n.

При V_out = 5,3 В результат расчета R₅ × I_C1 ≅ 4,2 мВ, имеющий место в точке T_n, может быть использован только для оценки R₅ и R₃ согласно формуле (2) при I_C1 = 83 мкА, что дает R₅ ≅ 51 Ом, R₃ = 56,3 кОм. Симуляция ЗТ с этими параметрами фиксирует ток I_C2 = 83 мкА (!), указывая этим на необходимость выполнять повторные симуляции при температуре T_n, увеличивая R₃, чтобы получить I_C2 = 83 мкА. Этот вывод подтверждается и сравнением параметров R₅, R₃ работоспособной схемы ЗТ с компенсацией, показанной на рис. 5, с параметрами первого приближения.

С обновленной парой значений R₅, R₃ далее выполняется симуляция в избранном диапазоне температур для проверки характеристики выходного тока I_C2(Т) на появление в ней явно выраженного экстремума, подобного представленному на рис. 6, или соответствующей тенденции. Величины сопротивлений R₅, R₃ уточняются согласованно с тенденцией в процессе повторного выполнения описанного цикла опытов симуляций. Уточним цель этих итераций — подбор сопротивлений резисторов R₅, R₃, при которых выходной ток I_C2(T_n) достигает заданного значения (в нашем примере — 83 мкА), а характеристика I_C2(Т) приобретает форму с явно выраженным экстремумом, подобную той, что изображена на рис. 6. При выполнении симуляций желательно учитывать TКС (ppm/град) резисторов того типа, который намечено использовать при реализации устройства (предпочтительны TКС, не превышающие 50 ppm/град).

Рис. 6. Температурная зависимость тока коллектора на выходе зеркала тока, снабженного средством температурной компенсации

В дополнение к изложенному отметим, что ничто не препятствует применению ЗТ с компенсацией температурной нестабильности в КОН buck-boost с инверсией полярности, выполненного на основе МС LT3580, сохранив полярность подключения ЗТ, показанную на рис. 5. Отсутствуют препятствия и к использованию ЗТ с компенсацией при выходном токе I_C2 = 1 мА в схемах КОН на основе L_sw МС LT1070 (см. рис. 1, 2). Наконец, отметим и такую особенность, как наличие группы L_sw МС LT1370-1373, имеющих входы управления как c помощью втекающих в FB, так и вытекающих из NFB токов, что позволяет использовать в КОН с этими МС зеркало тока на основе n-p-n-транзисторов.

В заключение отметим, что при малых V_out в рассмотренном выше КОН buck-преобразователе полезно дополнительно проверить, достаточна ли величина V_in для работы Q2:

V_in ≥ V_eb + V_bc + V_r = V_r + 1,2 В,        (3)

где V_r — требуемая величина напряжения VFB_GND в используемой микросхеме; 1,2 В — минимально необходимое для работы транзистора без насыщения напряжение эмиттер-коллектор (V_eb + V_bc) = 0,7 В + 0,5 В. Выражение (3) позволяет оценить минимально необходимое значение V_in при использовании зеркала тока в качестве датчика выходного напряжения конвертера в контуре обратной связи.