Оценочная плата 178032401 с модификациями для использования в качестве ВВС

Разработка инвертирующего «понижающе-повышающего» конвертера на базе модуля MagI3C

№ 6’2017
PDF версия
Силовой модуль MagI3C от Würth Elektronik eiSos обычно используется в синхронных понижающих конвертерах, способных преобразовывать высокое входное напряжение в низкое выходное с высокой эффективностью и выпускаемых в компактных корпусах с низким уровнем EMI. Инвертирующий «понижающе-повышающего» стабилизатор (Buck-Boost Converter, BBC) является еще одной схемой, которая может быть реализована на основе модуля семейства MagI3C с использованием нескольких дополнительных настроек. Это устройство преобразует положительное входное напряжение VIN в отрицательное выходное VOUT, причем, величина VOUT может быть как больше, так и меньше VIN.

Диапазоны входных напряжений и абсолютных значений выходного напряжения (рис. 1) могут перекрываться при использовании инвертирующего «понижающе-повышающего» стабилизатора. В статье приведена методика выбора надежных компонентов для данной топологии и показано, как оценочная плата для понижающего конвертера может быть использована в режиме понижения и повышения. На рис. 2 показано, как инвертирующая BBC-топология получается из схемы синхронного понижающего DC/DC-регулятора путем замены выводов заземления и выходов, а также модификации подключения входного конденсатора.

Диапазон входных и выходных напряжений

Рис. 1. Диапазон входных и выходных напряжений

На рис. 3 показана базовая схема силового модуля MagI3C семейства VDRM, использованная как понижающий преобразователь (слева), а также изменения, необходимые для ее преобразования в инвертирующий BBC (справа). Реализация схем, приведенных на рис. 2 и 3, не требует применения конденсатора CIN1. Он не показан на блок-схеме, его преимущества будут объяснены далее.

Синхронные преобразователи: а) понижающий; б) понижающе-повышающий

Рис. 2. Синхронные преобразователи:
а) понижающий;
б) понижающе-повышающий

Синхронный понижающий преобразователь

Рис. 3.
а) Синхронный понижающий преобразователь;
б) синхронный «понижающе-повышающий» преобразователь на базе модулей семейства VDRM

 

Напряжения и токи в синхронном BBC

На рис. 4 показаны два коммутационных состояния синхронного инвертирующего BBC. Когда управляющий MOSFET создает напряжение на индукторе, величина VL равна входному напряжению VIN. В течение данного периода ток в индуктивности нарастает, а выходной конденсатор поддерживает напряжение на выходе. Когда этот транзистор выключается, а синхронный MOSFET включается, ток индуктора коммутируется и протекает через цепь заземления, нагрузку и синхронный транзистор, формируя таким образом отрицательное напряжение на нагрузочном резисторе по отношению к цепи заземления. Ток индуктора также заряжает выходной конденсатор, напряжение на котором равно (–VOUT).

Инвертирующий синхронный «понижающе-повышающий» преобразователь: а) с управляющим MOSFET; б) синхронным MOSFET. Коэффициент заполнения D определяется формулой (2)

Рис. 4. Инвертирующий синхронный «понижающе-повышающий» преобразователь:
а) с управляющим MOSFET;
б) синхронным MOSFET.
Коэффициент заполнения D определяется формулой (2)

 

Напряжение, ток и ограничения коэффициента заполнения

Выбор подходящего модуля MagI3C для понижающей топологии однозначен: диапазон входного и выходного напряжения, а также выходной ток, приведенные в спецификации, показывают точные пределы для каждой из этих величин. Для режима инвертирующего понижения–повышения требуется большее количество вычислений, и максимальный диапазон входного напряжения и выходного тока оказывается ниже, чем для понижающего конвертера.

Диапазон входных напряжений

Более детальный анализ схемы ВВС на рис. 3 показывает, что номинальное напряжение модуля больше не относится к цепи заземления, а на самом деле становится отрицательным выходным напряжением. Общее значение сигнала между выводами VIN и AGND модуля равно сумме входного напряжения и абсолютного значения выходного. Это можно определить, учитывая, что напряжения на CIN2 и COUT складываются вместе, имея потенциал заземления в средней точке. В таблице 1 приведены диапазоны входных и выходных сигналов для каждого компонента семейства VDRM.

Таблица 1. Диапазоны входных/выходных напряжений и выходных токов для модулей VDRM Magl3C

Тип конвертера

Корпус

Тип WE

VIN, B

VOUT, B

IOUT, A

VDRM (понижающий DC/DC-конвертер)

TO263-7EP

WPMDH1102401J

6–42

5-24

1

TO263-7EP

WPMDH1152401J

6–42

5-24

1,5

BQFN-39

WPMDB1200362Q

2,95–6

0,8-3,6

2

TO263-7EP

WPMDH1200601J

6–42

0,8-6

2

BQFN-41

WPMDU1251501N

7–50

2,5-15

2,5

TO263-7EP

WPMDH1302401J

6–42

5-24

3

BQFN-39

WPMBD1400362Q

2,95–6

0,8-3,6

4

TO263-7EP

WPMDM1500602J

6–36

0,8-6

5

BQFN-39

WPMDB1600362Q

2,95–6

0,8-3,6

6

Так, например, у модуля 171032401 (42 VIN/3 A/5–24 VOUT) при работе с входным сигналом 24 В теоретический максимум выходного напряжения будет ограничен на уровне –18 В. На практике нужно оставить запас (по крайней мере 3–4 В) для переходных процессов, поэтому рекомендованное значение максимального выходного напряжения при VIN = 24 В будет 14–15 В.

Режим «понижения–повышения» также имеет отличительное преимущество перед понижающим стабилизатором: как следует из названия, абсолютное значение выходного напряжения может быть выше или ниже входного сигнала. Поскольку возможна регулировка минимального времени включения и выключения модуля, то уровня –12 В на выходе можно достичь при 6 В на входе. Кроме того, при работе модуля входное напряжение может стать даже ниже номинального значения для режима понижения (VIN = 6 В), если сумма (VIN + |–VOUT|) больше или равна 6 В. На рис. 5 показано максимальное входное напряжение в зависимости от выходного, а также максимальное выходное напряжение в зависимости от входного.

Соотношение максимального входного и выходного напряжения

Рис. 5. Соотношение максимального входного и выходного напряжения

Максимальный выходной ток

В «понижающе-повышающей» топологии максимальный выходной ток конвертера является функцией коэффициента заполнения. (Его также можно рассматривать как функцию отношения входного напряжения к выходному.) Это происходит потому, что модули MagI3C Power измеряют ток индуктора, а в «понижающе-повышающем» конвертере его среднее значение не совпадает со средним значением выходного тока, как показано в выражении (1). Кроме того, модули MagI3C Power измеряют ток индуктора, когда MOSFET верхнего плеча открыт, и он достигает своего пикового значения. Цепь защиты от перегрузки контролирует этот пик. Для расчета его величины сначала необходимо определить среднее значение тока, которое является функцией коэффициента заполнения (D) и определяется следующим образом:

Формула

Низким падением напряжения на MOSFET и внутреннем силовом индукторе можно пренебречь, поскольку они малы по сравнению со значениями –VOUT и VIN для большинства приложений. Для расчета максимального выходного тока схемы ВВС необходимо знать выходное напряжение, минимальное входное напряжение, индуктивность и частоту переключения. Сначала рассчитывается максимальный коэффициент заполнения:

Формула

Каждый модуль MagI3C имеет фиксированный порог защиты от перегрузки по току. Для удобства эти пределы вместе с внутренними индуктивностями приведены в таблице 2.

Таблица 2. Минимальный порог защиты от перегрузки по току в диапазоне температур

Номер модуля

Минимальный порог ограничения IOCP, A

Внутренняя индуктивность L1, мкГн

WPMDH1200601JT

2,3

10

WPMDH1500602JT

5,4

3,3

WPMDH1102401JT

1,5

15

WPMDH1152401JT

2,4

15

WPMDH1302401JT

3,2

10

Размах тока пульсаций в индукторе и пиковый ток «понижающе-повышающего» конвертера рассчитываются так:

Формула

И наконец, это выражение может быть изменено и использовано для вычисления максимально достижимого тока для заданных условий работы:

Формула

Ограничения коэффициента заполнения D

Коэффициент заполнения у модулей MagI3C семейства VDRM не ограничен напрямую из-за непрерывного управления временем включения, но транзистор верхнего уровня должен выключаться на время не менее 260 нс и оставаться включенным не менее 150 нс во время каждого цикла коммутации. Эти ограничения определяют минимальное и максимальное эффективное значение параметра D (рис. 6), который модули MagI3C могут обеспечить во всех топологиях, и во всех схемах эти пределы становятся все более значительными с ростом частоты переключения. В общем, «понижающе-повышающая» схема в основном работает с ограничением максимального коэффициента заполнения/минимального времени выключения, поскольку она может использоваться при более низком напряжении, чем понижающий конвертер.

Ограничения коэффициента заполнения D в зависимости от частоты коммутации в диапазоне 100 кГц–1 МГц

Рис. 6. Ограничения коэффициента заполнения D в зависимости от частоты коммутации в диапазоне 100 кГц – 1 МГц

 

Указания по проектированию

В этом разделе приводятся рекомендации по проектированию и подбору внешних компонентов инвертирующего ВВС со следующими параметрами:

  • входное напряжение VIN = 10–28 В;
  • выходное напряжение VOUT = –12 В, IO-max = 1 A;
  • КПД, h = 90%.

Этот преобразователь (рис. 7) может работать при входном напряжении постоянного тока 12 или 24 В, выпрямленного переменного напряжения 12 В (AC), а также батареи 12 и 24 В. Выход –12 В может быть использован для питания усилителей мощности, датчиков или других аналоговых устройств, которым требуется отрицательное напряжение.

Пример реализации — принципиальная схема

Рис. 7. Пример реализации — принципиальная схема

Выбор силового модуля

Этот процесс часто требует проведения нескольких итераций. Для начала определяется максимальное напряжение между выводами VIN и VOUT (28 В + 12 В = 40 В). Таким образом, 5-А модуль MagI3C-VDRM с предельным значением 36 В может быть исключен. Далее можно рассчитать средний ток индуктора с помощью выражений (1) и (3). Следует учесть, что наибольший ток возникает при минимальном входном напряжении:

Формула

Если средний ток превышает 2 А, то можно исключить три компонента семейства с током 1; 1,5 и 2 А. В результате остается только 3-А версия MagI3C-VDRM, которая и будет использоваться в дальнейшем.

Выбор рабочей частоты

Это фундаментальный вопрос, определяющий энергоэффективность и рассеивание мощности в модуле. Поскольку силовой индуктор является встроенным, то компромисс в отношении пространства/размера по сравнению с эффективностью не так актуален, как в случае стандартных импульсных стабилизаторов. Следовательно, критериями выбора являются КПД/рассеивание мощности, размер входных и выходных конденсаторов, амплитуда пульсации тока (чтобы не столкнуться с защитой от перегрузки) и наличие каких-либо чувствительных частотных диапазонов. Из-за минимальных требований к времени включения 150 нс максимально возможная частота переключения рассчитывается следующим образом:

Формула

Частота 2,9 МГц находится далеко за пределами рекомендуемого диапазона для 3-А MagI3C-VDRM, составляющего 200–800 кГц. Кроме того, это также далеко за пределами реальной частоты переключения для модуля MagI3C, имеющего выходную мощность 12 Вт (см. раздел «Мощность рассеивания» для получения подробной информации о зависимости мощности от частоты в [4]). Величина fSW = 500 кГц является более разумной, она и будет использоваться.

Проверка пикового значения тока и порога защиты от перегрузки

Как описано в разделе «Максимальный выходной ток», отношение входного напряжения к выходному и частота переключения определяют величину максимального тока. При использовании 3-А модуля на выбранной частоте выражение (6) может использоваться для того, чтобы убедиться, что защита от перегрузки не будет активирована:

Формула

На основе этих вычислений 3-А модуль MagI3C-VDRM является оптимальным.

Выбор величины RON

Семейство VDRM модулей MagI3C использует систему управления, контролирующую время включения и частоту переключения, программируемую путем выбора резистора, определяющего время, в течение которого MOSFET верхнего плеча остается включенным в каждом цикле. Это время изменяется обратно пропорционально входному напряжению для поддержания постоянной частоты переключения в диапазоне входного напряжения. По этой причине выражение для выбора RON одинаково для понижающего и «понижающе-повышающего» режимов:

Формула

Ближайшее значение из ряда Е96 — 187 кОм, и после выбора величины RON необходимо определить максимальное время включения для дальнейших вычислений:

Формула

Расчет тока встроенного индуктора

Средний ток индуктора уже известен из выражения (1) — 2,45 A. Учитывая максимальное время включения и индуктивность, можно рассчитать размах тока пульсаций и пиковый ток индуктора:

Формула

Выбор выходного конденсатора

Сначала необходимо определить допустимый пиковый уровень пульсаций выходного напряжения. Если он не задан для конкретной нагрузки, то типовое значение составляет 1–2% от выходного сигнала, в нашем случае 1% от 12 В составляет 120 мВ.

Формула

В отличие от сглаженного (с низким уровнем RMS пульсаций) выхода понижающего конвертера «понижающе-повышающий» преобразователь имеет высокий уровень пульсаций выходного тока, примерно такой, как в повышающей или обратноходовой схеме. Поэтому при расчете RMS тока очень важно проверить параметры выходного конденсатора:

Формула

В общем случае, при величине емкости менее 20 мкФ можно использовать недорогие керамические конденсаторы. Кроме того, многослойные керамические конденсаторы (MLCC) выдерживают очень высокие значения RMS тока, что делает их лучшим выбором в качестве выходных конденсаторов для схем ВВС. С учетом потери емкости MLCC при DC-смещении, два SMD-компонента размера 1210 номиналом 10 мкФ/25 В с диэлектриком X7R дадут около 7 мкФ при выходном напряжении 12 В. Типовая величина ESR для таких конденсаторов составляет 2–3 мОм, что значительно ниже расчетного максимума, следовательно, и пульсации выходного напряжения будут значительно ниже, чем целевое значение 120 мВР-Р.

Выбор входного конденсатора

Как и в случае с выходными конденсаторами, первым шагом здесь является определение допустимого пикового уровня пульсаций на входе. Это в значительной степени зависит от механического и электрического положения ВВС-устройства в конкретном приложении: при подключении входа источника питания посредством длинного жгута или в устройствах, на которые распространяются такие правила, как EN55025, жестко определяющие пределы кондуктивных шумов, значение ΔVIN-MAX определяется точно.

В таких случаях часто требуется установка дополнительного LC- или ферритового С-фильтра для соблюдения требований по EMI (более подробную информацию о конструкции фильтров можно найти в [5]). При отсутствии других ограничений типовое «целевое» значение составляет 1% от минимального входного напряжения (1% от 10–100 мВ). Входная емкость может быть рассчитана как:

Формула

Формула

«Понижающе-повышающие» конвертеры создают высокие пульсирующие входные RMS тока, подобно понижающим или обратноходовым стабилизаторам, поэтому расчет режимов входного конденсатора очень важен:

Формула

Формула

Два положения входного конденсатора

Поскольку в инвертирующей ВВС-топологии использован понижающий стабилизатор, имеющий опорное отрицательное напряжение, входная емкость используется в двух положениях. Конденсатор СIN2 абсолютно обязателен, поскольку он пропускает полный АС, потребляемый преобразователем, и поддерживает входное напряжение, когда управляющий MOSFET выключен, а транзистор синхронизации включен, как показано на рис. 4 и 8. Конденсатор CIN1 не является строго необходимым, но он очень полезен для уменьшения уровня пульсаций выходного напряжения, что уменьшает проблемы с устройствами, чувствительными к коммутационным выбросам, такими как усилители и АЦП. Низкие выходные пульсации также улучшают ситуацию с кондуктивными электромагнитными шумами на выходе преобразователя.

Кривые теплового отклика модуля MagI3C — VDRM

Рис. 16. Кривые теплового отклика модуля MagI3C — VDRM

С одной стороны, CIN1 может рассматриваться как дополнительный компонент, увеличивающий расходы на комплектующие, однако на практике он позволяет сэкономить деньги и место на плате за счет уменьшения размера и стоимости или даже исключения выходного фильтра. CIN1 работает при среднем напряжении (VOUT + VIN), а для этого приложения худшим случаем является ситуация, когда VIN,max достигает 40 B. Элемент CIN2 — это «стандартный» входной конденсатор, находящийся между потенциалами VIN и GND, поэтому максимальное напряжение равно VIN,max, или 28 В в нашем примере.

Баланс общей емкости между CIN1 и CIN2 влияет как на пульсации входного напряжения (между VIN до GND, где проводится измерение EMI), так и на пульсации выходного напряжения. Как правило, лучший компромисс заключается в том, чтобы половину суммарной емкости, рассчитанной по (15), поставить в качестве CIN1, а вторую половину — CIN2.

Многослойная керамика MLCC является хорошим выбором для входных конденсаторов инвертирующего «понижающе-повышающего» конвертера благодаря высокому значению RMS тока, необходимому для CIN1 и CIN2. Максимальное напряжение 40 и 28 В, прикладываемое, соответственно, к CIN1 и CIN2, означает, что нужно выбирать конденсаторы с диэлектриками X5R или X7R, имеющие номинальное напряжение не менее 50 В. В нашем случае будут использоваться компоненты типоразмера 1210, X5R, 50 В номиналом 10 мкФ. Несмотря на потерю емкости из-за DC-смещения, одним из преимуществ MLCC является то, что в худшем случае, когда требуется наибольшая емкость при минимальном входном напряжении, потеря емкости является самой низкой.

Пульсации входного напряжения: вся емкость в CIN2 (красная кривая); распределение 50/50% (зеленая кривая)

Рис. 9. Пульсации входного напряжения: вся емкость в CIN2 (красная кривая); распределение 50/50% (зеленая кривая)

В нашем случае при 22 В фактическая емкость CIN1 составляет около 6 мкФ, а при 10 В фактическая емкость CIN2 — около 9 мкФ. Один конденсатор размещается в каждой позиции. Из-за сложных взаимодействий и трудности измерения токов в лаборатории очень полезно предварительно провести моделирование. На рис. 9 и 10 показаны пульсации входного напряжения относительно цепи заземления и пульсации выходного напряжения для двух случаев: в первом вся емкость обеспечивается CIN2, во втором емкость равномерно разделяется между CIN1 и CIN2 в соответствии с рекомендациями.

Пульсации выходного напряжения: вся емкость в CIN2 (красная кривая); распределение 50/50% (зеленая кривая)

Рис. 10. Пульсации выходного напряжения: вся емкость в CIN2 (красная кривая); распределение 50/50% (зеленая кривая)

В этом примере пульсации входного напряжения аналогичны для обоих случаев, хотя на самом деле они немного выше, когда конденсатор разделен между CIN1 и CIN2. Это связано с потерей емкости из-за приложения напряжения (VOUT + VIN) на CIN1.

Заметное улучшение наблюдается в пульсациях выходного напряжения, что объясняется непрерывным путем тока, который обеспечивает CIN1. Без этого конденсатора не будет прямой передачи энергии от входа к выходу во время любого из двух коммутационных состояний, а с ним протекающий АС приближает выходные пульсации по форме и амплитуде к желаемым показателям, как у понижающего преобразователя.

Демпфирование резонанса на входе

Сочетание большой паразитной индуктивности, образованной длинными подводящими проводами, и чисто керамических входных конденсаторов создает высокодобротный LC-фильтр (рис. 11), в котором могут возникать колебания, когда он работает на импульсный преобразователь с отрицательным входным импедансом. С математической точки зрения импульсный источник питания будет резонировать с входным фильтром всякий раз, когда импеданс входного фильтра выше абсолютного значения отрицательного входного импеданса коммутируемого устройства.

Паразитная входная индуктивность LPARA, входной конденсатор и демпфирующий конденсатор CD с контролируемой величиной ESR

Рис. 11. Паразитная входная индуктивность LPARA, входной конденсатор и демпфирующий конденсатор CD с контролируемой величиной ESR

Такой субгармонический резонанс часто называют «взаимодействием источника питания». На рис. 12 показано негативное влияние при подключении входа устройства проводами длиной 30 см. Наихудший вариант «взаимодействия» наблюдается при минимальном входном напряжении и максимальном выходном токе, когда абсолютное значение входного импеданса преобразователя минимально. Осцилляции на частоте 43 кГц являются источником EMI и должны быть устранены за счет добавления большего конденсатора с более высоким значением ESR параллельно CIN1 для демпфирования резонанса.

Входной сигнал с субгармоническими колебаниями из-за «взаимодействия источника питания» при VIN = 10,5 В, IO = 1 A

Рис. 12. Входной сигнал с субгармоническими колебаниями из-за «взаимодействия источника питания» при VIN = 10,5 В, IO = 1 A

Демпфирующий конденсатор CD должен быть в четыре-пять раз больше по емкости, чем керамический CIN1, и для полного демпфирования LC-резонанса минимальную величину ESR демпфирующего конденсатора можно вычислить как:

Формула

Для этого примера фактическая входная индуктивность является чисто паразитной, в данном случае можно допустить ее значение 1 мкГн. При использовании входного индуктора это значение заменяется на LF. Величина ESR большинства крупных MLCC находится в диапазоне 2–3 мОм и может быть проигнорирована. Алюминиевые конденсаторы обладают хорошими демпфирующими свойствами благодаря высокому ESR, но при необходимости можно добавить дискретный резистор последовательно с CD, чтобы обеспечить достаточное демпфирующее сопротивление (рис. 13).

Пульсации входного сигнала с демпфирующим конденсатором CD параллельно CIN1. VIN = 10 В, IO = 1 A

Рис. 13. Пульсации входного сигнала с демпфирующим конденсатором CD параллельно CIN1. VIN = 10 В, IO = 1 A

В нашем случае предположим, что CIN1 имеет 100% своей номинальной емкости при VIN = 10 В (CIN1 = 10 мкФ). Следовательно, для получения 47 мкФ необходимо увеличить емкость в четыре-пять раз. Здесь алюминиевый электролитический конденсатор 47 мкФ, 50 В с импедансом 300 мОм и номинальным RMS тока 500 мА является хорошим выбором. Он не только будет демпфировать любые возможные осцилляции, но также уменьшит уровень пульсаций входного и выходного напряжения.

Выходное напряжение, UVLO и плавный пуск

Выходное напряжение задается с помощью резистивного делителя с использованием таких же уравнений, как для понижающего стабилизатора. Выберем значение верхнего резистора обратной связи RFBT в диапазоне 10–50 кОм, пусть для нашего примера RFBT = 20 кОм. После этого нижний резистор RFBB определяется как:

RFBB = RFBT / ((VOUT / 0,804 В)–1) = 20 кОм / ((12 В / (0,804 В)–1) = 1,43 кОм.        (20)

Режим «плавный пуск» также остается неизмененным, однако защита от падения входного напряжения (UVLO) требует некоторых доработок. Если используется стандартный резистивный делитель между потенциалами VIN до –VO, то порог включения на повышение остается таким же, как и для понижающего конвертера. Это объясняется тем, что цепь –VO имеет примерно нулевой потенциал перед пуском «понижающе-повышающей» схемы. Однако после начала работы устройства потенциал на выводе GND модуля падает на величину выходного напряжения, смещая понижающийся порог UVLO (порог отключения) на величину, равную выходному сигналу.

Необходимо исключить превышение максимального рабочего напряжения (6,5 В) на выводе EN модуля, когда рабочее и общее напряжение между терминалами VIN и GND равно (VIN + VOUT). Стандартные оценочные платы понижающих конвертеров на базе модулей MagI3C содержат стабилитрон 5,1 В, подключенный между выводами EN и GND для ограничения перенапряжения. Этот элемент следует включить во все устройства, где защита UVLO реализована с помощью простого резистивного делителя.

Схема сдвига уровня для точного задания порогов UVLO, логическая схема

В некоторых применениях большой гистерезис между порогами защиты UVLO на рост (VEN) и спад (VSD) может быть преимуществом, но в большинстве случаев разница между VEN и VSD не превышает 1 В. Чтобы обеспечить небольшой гистерезис, необходим компаратор сдвига уровня. На рис. 14 показан пример такой схемы, созданной с применением недорогих компонентов.

Компаратор сдвига уровня для точного задания гистерезиса UVLO

Рис. 14. Компаратор сдвига уровня для точного задания гистерезиса UVLO

Следующее выражение определяет значения резисторов, необходимые для задания требуемых порогов UVLO:

VEN = 9,5 В; VSD = 9 В

R1 = (VENVREF) × 10 кОм = (9,5 В–1,24 В) × 10 кОм = 82,6 кОм         (21)

(выбираем R1 = 82,5 кОм).

Логический порог для высокого уровня напряжения на выводе EN должен быть около 3 В.

R4 = (3В × R1) / (VOUT+VEN–3В) = (3 В × 82,5 кОм) / (12 В+9,5 В–3 В) = 13,4 кОм                       (22)

(выбираем R4 = 13,7 кОм).

R3 = (R1 × (VSD+VOUT)) / (VENVSD)–R1–R4                (23)

R3 = (82,5 кОм × (9 В+12 В)) / (9,5 В–9 В)–82,5 кОм–13,4 кОм = 3,37 МОм

(выбираем R3 = 3,4 МОм).

R2 = (R1 × VREF × (R1+R3+R4)) / ((R1+R3+R4) × (VENVREF)–R1 × (VOUT+VREF)).        (24)

R2 = (82,5 кОм × 1,24 В × (82,5 кОм+3,4 МОм+13,7 кОМ)) / (82,5 кОм+3,4 МОм+13,7 кОм) × (9,5 В–1,24 В)–82,5 кОм × (12 В+1,24 В) = 12,9 кОм

(выбираем R2 = 13 кОм).

Привязка модуля к опорному напряжению –VO также изменяет CMOS и TTTL логические уровни включения/выключения относительно других интегральных схем, микроконтроллеров и т. д. В этом случае необходим уровень сигнала P-MOSFET и два резистора, как показано в левой части рис. 3. Номиналы сопротивлений RENT и RENB — 10 кОм.

 

Использование оценочной платы понижающего конвертера для инвертирующей схемы ВВС

Оценочная плата 178032401 с модификациями для использования в качестве ВВС

Рис. 15. Оценочная плата 178032401 с модификациями для использования в качестве ВВС

Всего несколько операций и паяльник необходимы для использования модулей MagI3C в качестве «понижающе-повышающего» конвертера. Для создания схемы, разработанной в разделе 3, начните с использования оценочной платы MagI3C-VDRM (рис. 15), после чего выполните следующие действия:

  1. Оригинальные входные конденсаторы — два компонента MLCC 1210, X5R, 50 В, 10 мкФ. Оставьте один на месте CIN1, затем снимите второй и подключите его с помощью короткого провода к бывшему узлу «VOUT», который теперь является системной цепью заземления, — это будет CIN2.
  • Для предотвращения субгармонических осцилляций, описанных в разделе «Демпфирование резонанса на входе», следует добавить алюминиевый электролитический конденсатор не менее 47 мкФ/50 В между узлами VIN и –VOUT.
  1. Для изменения порога включения на повышение (VIN) до 9,5 В замените RENB на 18 кОм, 1%. Учитывайте, что порог на понижение будет смещен вверх на 12 В выходного напряжения, так что на практике схема будет работать до тех пор, пока входное напряжение не упадет почти до нуля.
  • Использование логики включения: удалите RENT и подключите резистор 12 кОм между выводом VIN и истоком выводного транзистора Р-MOSFET. Подключите базу транзистора к системной цепи заземления, а сток — на вывод EN модуля.
  • Чтобы установить параметры гистерезиса, как определено в разделе «Схема сдвига уровня для точного задания порогов UVLO, логическая схема», снимите оба резистора — RENT и RENB. Соберите схему (рис. 14) с расчетными номиналами компонентов на небольшом участке перфорированной платы (perfboard или dot PCB) и затем подключите ее короткими проводами к выводам VIN, GND, –VO и EN оценочной платы.
  1. Замените маркировку «GND» на «–VOUT», аналогично замените «VOUT» на «GND». Используйте провода другого цвета, например, синий цвет напомнит пользователю, что выходное напряжение отрицательное.
  • Учтите, что многие электронные устройства работают только с положительным напряжением, поэтому системную цепь заземления модифицированной платы следует подключить к «+» входу электронной нагрузки, а цепь отрицательного выходного напряжения должна подключаться к «–» входу электронной нагрузки.

 

Тепловые характеристики

Теоретические вопросы, рассмотренные в разделе Power Loss and Board thermal Requirements [4], применимы к «понижающе-повышающему» преобразователю с некоторыми изменениями. Начнем с анализа двух графиков из спецификации.

Чтобы использовать кривые на рис. 16, следует заменить ток индуктора IL-AVG, рассчитанный по (1), на выходной ток. Наихудший случай рассеивания мощности наблюдается при минимальном входном напряжении, когда ток индуктора самый высокий. Замените (VIN,MIN + |VOUT|) на VIN в кривой зависимости потерь мощности от выходного тока. Для этого примера (10 В+12 В) = 22 В, поэтому наиболее подходящей является красная кривая для VIN = 24 В. Учитывая, что средний ток индуктора составляет 2,45 А, рассеивание мощности PD в соответствии с графиком будет примерно 2,5 Вт. Из спецификации максимальное тепловое сопротивление, необходимое для поддержания температуры кристаллов ниже предельного значения +125 °C, составляет:

θjamax = (TJmaxTA) / PD = (+125 °C–+85 °C) / 2,5 Вт = 16 °C/Вт.        (25)

Кривые теплового отклика модуля MagI3C — VDRM

Рис. 16. Кривые теплового отклика модуля MagI3C — VDRM

Кривая зависимости теплового сопротивления от площади платы показывает, что необходима площадь приблизительно 55 см2, чтобы рассеивать такую большую мощность и поддерживать температуру модуля в пределах +125 °C.

 

Перечень элементов

Перечень элементов, использованных в оценочной плате, приведен в таблице 3.

Таблица 3. Перечень элементов

Обозначение

Описание

Типоразмер

Величина

U1

Модуль MagI³C

7 PIN VDRM

UIN: 6–42 В, UOUT: 0,8–6 В, IOUT: 3 A

CIN1, CIN2,

COUT1, COUT2

Многослойный керамический конденсатор

1210

10 мкФ, 50 В, ±20%, X5R

CD

Алюминиевый электролитический конденсатор

8×11,5 мм

100 мкФ, 0,87 A, 0,3 Ом

CSS

Многослойный керамический конденсатор

0603

4,7 нФ, 50 В, ±10%, X5R

RENB, RENT

Толстопленочный резистор

0603

11,8 кОм, 1%

RFBB

Толстопленочный резистор

0603

1,43 кОм, 1%

RFBT

Толстопленочный резистор

0603

20 кОм, 1%

RON

Толстопленочный резистор

0603

187 кОм, 1%

 

Топология PCB

В следующем разделе приведено пошаговое руководство по разработке печатной платы для обеспечения наилучшей эффективности, хороших тепловых характеристик и электромагнитной совместимости (EMC). На рис. 17 показана полная схема, включающая опциональные входные и выходные фильтры для других конфигураций схемы или других требований.

Полная схема печатной платы

Рис. 17. Полная схема печатной платы

Один дополнительный компонент, не показанный на схеме, — это теплоотвод модуля MagI3C — Fischer FK 244 08 D PAK. Площадки 3,5×9 мм с обеих сторон модуля (рис. 18 и 19) предназначены для монтажа радиатора.

Входные конденсаторы следует размещать в контурах наименьшей площади, рядом с выводами модуля. Петля «VIN–Ключ–VO» выделена зеленым цветом, петля «VIN–Ключ–GND» выделена синим цветом

Рис. 18. Входные конденсаторы следует размещать в контурах наименьшей площади, рядом с выводами модуля. Петля «VIN–Ключ–VO» выделена зеленым цветом, петля «VIN–Ключ–GND» выделена синим цветом

Выходные конденсаторы и LC-фильтры на входе и выходе конвертера

Рис. 19. Выходные конденсаторы и LC-фильтры на входе и выходе конвертера

Положение модуля и входных керамических конденсаторов, частота коммутации и частота осцилляций

В общем случае, в преобразователях, работающих в режиме «жесткой коммутации», присутствуют две фундаментальные частоты помех: частота переключения и частота «звона». «Звон» — это паразитные осцилляции, которые возбуждаются, когда энергия, накопленная в паразитной емкости полупровод­никовых ключей, освобождается в процессе коммутации, в результате чего происходят осцилляции в паразитных контурах, образованных распределенной индуктивностью. «Звон» обычно наблюдается на частотах, на несколько порядков превышающих частоту переключения, как правило в диапазоне 50–200 МГц.

Токовая петля с наибольшим уровнем электрических шумов (EMI) соединяет входной конденсатор с внутренним MOSFET модуля MagI3C, поэтому минимизация ее площади имеет решающее значение для подавления EMI. Устанавливайте самые маленькие конденсаторы предельно близко к выводам модуля, где они наиболее эффективны при фильтрации «звона». В этом контексте под термином «маленький» понимаются как емкость, так и физический размер элемента. Чем выше частота сигнала, тем активнее излучение с уменьшением размера петли. Поэтому меньшая емкость фильтрует высокие частоты более эффективно.

Не менее важен физический размер конденсаторов, поскольку меньший элемент имеет и меньшую паразитную индуктивность (ESL), что также делает физически «маленький» конденсатор более эффективным при подавлении высокочастотных шумов.

Трассировка входных контуров

В инвертирующей «понижающе-повышающей» схеме есть два входных контура: один находится между выводом VIN, силовым ключом и GND, а другой — между выводом VIN, силовым ключом и –VO. Следует найти компромисс, но приоритет должен быть отдан контуру «VINтранзистор–VO», поскольку в нем наблюдается наибольший пиковый уровень пульсаций тока, и следовательно, он излучает больше EMI, чем петля «VIN–транзистор–GND».

Конденсатор Cd обеспечивает демпфирование входного фильтра и снижает уровень пульсаций тока и напряжения на частоте переключения. Он может быть размещен дальше от модуля, поскольку имеет более высокую емкость и гораздо большее значение ESL, следовательно, оказывает небольшое влияние на высокочастотные помехи.

Размещение выходных конденсаторов, входные и выходные фильтры

Выходные конденсаторы в ВВС-топологии фильтруют прерывистый ток с высоким значением RMS так же, как и на входе. Они должны состоять из набора небольших и больших керамических элементов для фильтрации высокочастотного «звона» и низкочастотных шумов. Как и на входе, самые маленькие емкости должны располагаться в непосредственной близости к выводам модуля, затем следуют крупные керамические и, наконец, основные фильтрующие конденсаторы (алюминиевые электролитические, полимерные алюминиевые, танталовые и т. д.).

Входной (LIN и CF) и выходной фильтры (LOUT и С04–С05) являются опциональными (по умолчанию компоненты фильтров не устанавливаются, но если они используются, то размещаются на некотором расстоянии от модуля). Оба фильтра действуют на шумы на частоте коммутации и ее гармониках, поэтому важно трассировать их таким образом, чтобы весь входной ток от источника питания и весь выходной ток проходил через контактные площадки конденсаторов фильтра CF и С04–С05.

Размещение аналоговых компонентов

В нашем случае термин «аналоговый» относится ко всем компонентам, определяющим аналоговые функции модулей MagI3C, такие как выходное напряжение, порог защиты UVLO и время плавного пуска. Эти компоненты, как и в предыдущих случаях, должны находиться близко к выводам модуля, но цель здесь в другом: минимизация длины соединений и площади петли между аналоговыми компонентами и выводами модуля снижает чувствительность к помехам, генерируемым силовыми ключами, индуктором и любыми внешними источниками.

Размещайте резистивный делитель выходного напряжения близко к модулю

Одной из распространенных ошибок компоновки элементов на PCB является размещение выходного резистивного делителя (RFBT и RFBB) вблизи выходного конденсатора (C03 или C04, в зависимости от типа выходного фильтра). Ошибка состоит в том, что трассы, соединяющие среднюю точку делителя с контактом FB, имеют очень высокий импеданс — это вход компаратора или операционного усилителя. Высокий импеданс делает эту цепь очень восприимчивой к шумам. Следует минимизировать длину данной трассы путем установки элементов RFBT и RFBB как можно ближе к выводам FB и AGND.

Используйте единую общую точку для аналоговых компонентов

Еще одна полезная рекомендация состоит в том, чтобы разводку всех аналоговых компонентов, соединенных с выводом AGND модуля, производить с помощью одной трассы на верхнем слое и подключать эту трассу к цепи AGND только в одной точке (рис. 22). Обратите внимание на то, что электрически этот вывод подключен к контакту –V0 до выходного фильтра. В схеме на рис. 17 эта цепь называется «IC_COM». Затем короткая трасса должна соединять контакт AGND с теплоотводящим основанием модуля, этот вывод аналогичен контактам PGND, или «Силовая земля» стандартного импульсного стабилизатора, или IC контроллера. Такое одноточечное соединение помогает поддерживать единый опорный потенциал для всех аналоговых узлов. Даже если электрические шумы замыкаются по полигону AGND, относительное опорное напряжение между силовым модулем MagI3C и аналоговыми компонентами останется неизменным.

Размещение аналоговых компонентов с детализацией в правой части

Рис. 20. Размещение аналоговых компонентов с детализацией в правой части

Трассировка силовых полигонов на верхнем слое

Сильноточные цепи, проводящие входной и выходной ток и соединяющие входные и выходные конденсаторы, должны выполняться широкими трассами или полигонами (рис. 21). Для приборов с высокой плотностью мощности, таких как MagI3C, медная шина, соединенная с силовой трассой и контактом 4 устройства, является основным путем рассеивания тепла. Обратите внимание на то, что для инвертирующего «понижающе-повышающего» конвертера эта цепь имеет отрицательное напряжение –V0 до выходного фильтра, отмеченного как «IC_COM». Трассировка силовых полигонов близко друг к другу для таких трасс, как VIN и GND, –V0 и GND, VIN и –V0, увеличивает паразитную емкость между ними и добавляет от 100 пФ до 1 нФ, что очень полезно для фильтрации высокочастотных EMI.

Силовые полигоны VIN, IC_COM и VO

Рис. 21. Силовые полигоны VIN, IC_COM и VO

Трассировка аналоговых компонентов до полигона GND

Начните с трассировки опорной цепи или полигона, как описано в разделе «Размещение аналоговых компонентов» и показано на рис. 20.

Одноточечное подключение аналоговых компонентов к выводу AGND и затем к силовому полигону

Рис. 22. Одноточечное подключение аналоговых компонентов к выводу AGND и затем к силовому полигону

Трассировка системной земли GND

В схеме ВВС цепь GND на нижнем слое осуществляет важное соединение между отрицательными выводами входных конденсаторов и положительными выводами выходных конденсаторов (рис. 23). Этот полигон помогает снизить индуктивность в петле «VIN–транзистор–GND». Как правило, любые трассы, несущие коммутируемые токи, должны прокладываться без изменения слоев или использования переходных отверстий, которые вносят дополнительное сопротивление и, что еще хуже, увеличивают паразитную индуктивность. Если это абсолютно необходимо, следует использовать массив параллельных переходных отверстий для снижения сопротивления и индуктивности.

Цепь GND на верхнем и нижнем слое

Рис. 23. Цепь GND на верхнем и нижнем слое

Заливка нижнего слоя для улучшения тепловых характеристик

Подложка модуля подключена к цепи IC_COM, поэтому она должна быть соединена с максимальной площадью нижнего слоя. Важно, чтобы нижний слой имел наибольшую площадь заливки для решения обеих задач (увеличение распределенной емкости между VIN и GND, а также между VIN и –VOUT), а также улучшения тепловых параметров (больше площадь медных полигонов, соединенных через тепловые переходы с открытыми площадками, рис. 24). Только короткие соединения цепи GND и минимальное количество цепей Кельвина размещается на этом слое, остальные трассы должны быть залиты медью и подключены к IC_COM.

Нижний слой с залитым полигоном, подключенным к цепи IC_COM с массивом тепловых переходов

Рис. 24. Нижний слой с залитым полигоном, подключенным к цепи IC_COM с массивом тепловых переходов

 

Заключение

Внимательное отношение к особенностям модулей MagI3C семейства VDRM позволяет создавать высококачественные инвертирующие «понижающе-повышающие» конвертеры. Они предлагают компактное решение с низким уровнем EMI, обеспечивающее отрицательное выходное напряжение для различных приложений, позволяя при этом минимизировать количество проектных проблем.

Литература
  1. Application Notes.
  2. REDEXPERT Design Tool. 
  3. www.we-online.com/toolbox
  4. Product Catalog. datasheet MagI3C (178 032 401)
  5. Trilogy of Magnetics.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *