Анализ и расчет основных характеристик тиристорно-конденсаторных преобразователей с дополнительным контуром перезаряда дозирующего конденсатора

Норик Петросян

Несмотря на то, что преобразователи с дозированной передачей энергии в нагрузку имеют ряд преимуществ, они, как и другие преобразователи с частотно-импульсным регулированием, имеют определенные недостатки. Так, фильтры на стороне постоянного тока и на стороне нагрузки должны быть рассчитаны на нижнюю частоту работы, и невозможно использовать настроенные фильтры на стороне сети для ограничения отдельных высших гармоник.

Для устранения вьппеуказанньгх недостатков необходимо найти такие схемотехнические решения, которые позволяли бы сузить диапазон изменения рабочей частоты, при этом обеспечивая необходимую глубину регулирования выходного напряжения или мощности.

Таким схемотехническим решением может быть схема, где помимо частотно-импульсного регулирования (ЧИР) также осуществляется широтно-импульсное (ШИР), т. е. комбинированное регулирование, а это возможно, когда в ТКП с дозированной передачей энергии в нагрузку с помощью индуктивного реактора осуществляется форсированный перезаряд коммутирующего (дозирующего) конденсатора.

В данной статье приведены анализ и расчет основных характеристик тиристорно-конденсаторных преобразователей с дозированной передачей энергии в нагрузку при различных вариантах регулирования выходного напряжения или мощности.

На рис. 1 показаны основные схемы ТКП, где для уменьшения коммутационных перенапряжений помимо коммутирующего конденсатора СК также подключен демпфирующий конденсатор Сд. Отметим, что на всех рассматриваемых схемах приведены ТКП с дозированной передачей электрической энергии в нагрузку и обладающие всеми положительными характеристиками, свойственными преобразователям такого типа. В этих преобразователях в качестве импульсного регулятора используется тиристорно-конденсаторный мост (на рис. 1а-г мост отмечен пунктирными линиями), с помощью которого осуществляется дозированная передача энергии в нагрузку.

Схемы (рис. 1а, б) с источником постоянного тока на входе рассмотрены в работах [1-3]. Не останавливаясь подробно на принципах работы этих
преобразователей, отметим лишь, что они позволяют реализовать ШИР включением в эти схемы индуктивного реактора с помощью тиристоров V_k5 и V_k6.
Регулирование выходного напряжения осуществляется изменением времени задержки отпирания этих тиристоров по отношению к моменту отпирания тиристоров дозирующего моста
V_k1, V_k3 и V_k2, V_k4.

На рис. 1в, г, д показаны варианты схем ТКП, в которых помимо ЧИР также осуществляется и ШИР [6, 7]. В этих схемах также можно осуществить режим
рекуперации при накоплении энергии в реакторе I_k, например, как это показано на рис. 1в (с помощью диода V₀₂).

На рис. 2 приведена эквивалентная электрическая схема для моделирования и расчета основных характеристик ТКП.

В эквивалентной электрической схеме В1 и В2 — открытая пара вентилей катодной и анодной групп входного выпрямителя. Тиристоры дозирующего моста заменены
вентилем V_k а тиристоры V_k5 и V_k6 заменены ключом К1, который включается и отключается в нужные моменты времени регулирования t_p.
Изменением времени t_p осуществляется регулирование длительности импульса выходного напряжения, т. е. среднего значения выходного напряжения. Параметры сети
учтены активной сопротивлением r_Э индуктивностью L_Э.

Проведем упрощенный анализ, причем оценим характеристики преобразователя, считая, что ток нагрузки идеально сглажен (i_H = I_H) и
схема питается от источника постоянного напряжения Е. Хорошо сглаженный ток нагрузки характерен для многих электротехнических процессов, например в электродуговых сварочных
установках, лазерных установках и др. Предположение о постоянстве напряжения на входе приемлемо, так как на выходе трехфазного выпрямителя из менение выпрямленного
напряжения в межкоммутационных интервалах незначительно. С учетом сделанных допущений с помощью системы Orcad 9.2 для схем (рис. 1г, д) были получены временные диаграммы
анализа (рис. 3). Процессы перезаряда и разряда дозирующего конденсатора также показаны на фазовой плоскости (рис. 4). Нумерация точек на фазовой плоскости совпадает с
индексами моментов времени на диаграммах.

Рассмотрим один полупериод работы преобразователя, используя эквивалентную схему (рис. 2), временные диаграммы (рис. 3) и фазовый портрет (рис. 4).

Пусть до момента t₀ ток нагрузки I_H замыкался через обратные диоды VD₀₁,VD₀₂. На конденсаторах установлены
начальные напряжения: u_Д(t₀) = lu_k(t₀)|≥E (точка 1, рис. 4). При отпирании тиристоров V_K1, V_K3
(либо V_K2 и V_K4) ток нагрузки переходит с нулевого контура на контур У₀₂-С_д-С_К-У_к-нагрузка-V₀₂.
Диоды выпрямительного моста заперты, так как начальное напряжение на демпфирующем конденсаторе превышает величину линейного напряжения питающей сети (переход с точки 1 к
точке 2, рис. 4). На первом коммутационном интервале напряжения на обоих конденсаторах изменяются линейно. В момент времени t₁ напряжение на демпфирующем
конденсаторе сравнивается с напряжением Е. Начиная с этого момента в работу вступают диоды выпрямительного моста, и ток нагрузки начинает плавно переходить в контур:
E-L_э-В₁-С_К-У_К-нагрузка-В₂-E. На этом коммутационном интервале напряжение и токи в схеме описываются дифференциальным
уравнением, результат решения которого дает напряжение на демпфирующем конденсаторе:

В момент времени t₂ обратный диод У₀₂ запирается, демпфирующий конденсатор отключается, и напряжение на нем остается неизменным.
Коммутирующий конденсатор продолжает линейно перезаряжаться, и в момент времени t₃ (t₃ = t_p — время регулирования) напряжение на нем
достигает значения U_Ck(t₃) = U_p (U_p—напряжение регулирования, которое определяется временем регулирования). С этого момента
подаются импульсы отпирания на тиристоры V_k5 и V_k6, в результате чего один из них отпирается (в эквивалентной схеме ключ К1 запирается). Коммутирующий
конденсатор С_к помимо тока нагрузки начинает перезаряжаться током вентиля i_Vк5 (либо i_Vk6) по контуру L_K-C_K. На
фазовом портрете это соответствует участку 2→3→4. В момент t₄ ток через тиристор V_к5 становится равным нулю, и этот тиристор запирается
(ключ К1 отпирается). Конденсатор С_к продолжает перезаряжаться полным током нагрузки (это соответствует перемещению точки 4→5) до момента t₅, когда
U_K(t₅) = U_Д(t₂) = I_Hp₁. В результате открывается обратный диод VD₀₁, и оба конденсатора
оказываются соединенными параллельно. В течение интервала t₅-t₆ напряжение на обоих конденсаторах продолжает линейно расти (на фазовой плоскости
этому процессу соответствует перемещение 5→6). В момент времени t₆ напряжение на конденсаторах достигает значения источника питания (линейного напряжения
сети), и ток нагрузки плавно переходит с контура потребления на нулевой контур VD₀₁-VD₀₂, причем тиристор V_к в момент t₇
запирается, так как на нем прикладывается обратное напряжение. А напряжение на конденсаторе остается неизменным и равным
U_CK(t₇) = U_CД(t₇)≈Е + 1_Hρ_Э, ρ_Э = √L_Э/(С_к+С_д).
В момент времени t₇ коммутационные процессы заканчиваются. В этом промежутке дозарядка коммутирующего конденсатора на фазовой плоскости описывается дугой окружности с центром в точке (Е,0). В следующий полупериод рабочей частоты включается очередная пара коммутирующих тиристоров дозатора, и электромагнитные процессы в схеме повторяются.

Анализ эквивалентной схемы с учетом указанных межкоммутационных интервалов позволяет, при условии [5,6]

получить для максимального напряжения на демпфирующем конденсаторе следующее выражение:

На рис. 5 видно, что перенапряжение на демпфирующем конденсаторе уменьшается при увеличении параметра а (при постоянной ρ *), однако при а≥5 перенапряжения слабо зависят от этих параметров, и дальнейшее увеличение а не имеет смысла.

Рассмотренный режим работы не единственный. Анализ электромагнитных процессов с использованием условий установившегося режима позволяет при отсутствии дополнительного индуктивного реактора оценить значение коммутационных перенапряжений, которое в относительных единицах составляет [6]:

Получены также регулировочные и внешние характеристики преобразователей (рис. 6). При упрощенном анализе можно использовать следующее выражение для регулировочной и внешней характеристик ТКП [7]:

Из регулировочных характеристик видно, что при больших значениях тока нагрузки глубина регулирования сравнительно мала, а в режимах, близких к холостому ходу, глубина регулирования большая и составляет примерно 60%. Это очень важно, так как при малых токах нагрузки для режима ЧИР необходимо значительно снизить частоту работы ТКП, что нежелательно по отмеченным выше причинам. Также отметим, что внешние характеристики в диапазоне больших токов довольно жесткие, что необходимо для высоких динамических нагрузок, например для контактной сварки оплавлением.

Рассмотрим характер изменения электромагнитных процессов в преобразователе на основе моделирования в системе MATLAB [8, 9].

При сделанных допущениях учитывается только нелинейность вентилей, обусловленная их разной проводимостью в прямом и обратном направлениях. Весь период работы ТКП состоит из отдельных интервалов, в течение которых структура и параметры остаются неизменными и анализируемые цепи могут рассматриваться как линейные. При этом для расчета электромагнитных процессов используется кусочно-припасовочный метод. Если на каждом из межкоммутационных интервалов исключить из схемы обесточенные ветви, то из расчетной схемы (рис. 2) можно получить 7 эквивалентных схем, каждая из которых справедлива для определенного сочетания проводящих вентилей. С помощью аппарата переключающих схем [6, 7] все межкоммутационные интервалы удается описать одной системой дифференциальных уравнений в матричной форме (здесь эти подробности не приведены). На рис. 7 показаны результаты анализа моделирования, который выполнялся с помощью системы MATLAB.

Как видно из результатов анализа, временные диаграммы довольно точно соответствуют результатам, полученным выше. Из рис. 7е также видно, что
при |U’_p| = 1-0,82 выходное напряжение в режиме ШИР меняется почти линейно и относительно быстро, а в диапазоне |U’_p| = 0,82-1 значительно
медленнее. Это объясняется тем, что при уменьшении энергии в L_k-C_k контуре ускоренного перезаряда уменьшается роль (вес) режима ШИР. Также из рис. 7е
видно, что в режиме ШИР можно регулировать выходное напряжение примерно на 50% от номинального значения при постоянстве рабочей частоты преобразователя.

Выводы

1. Для контроля и снижения коммутационных перенапряжений в схемах ТКП необходимо использовать демпфирующий конденсатор, причем подключение этого конденсатора с помощью дополнительных диодных цепочек эффективнее, чем при непосредственном подключении демпфирующего конденсатора на выходе выпрямительного моста, так как исключает возникновение колебательных процессов и дополнительную загрузку по току диодов выпрямительного моста.
2. Из регулировочных характеристик видно, что при больших значениях тока нагрузки глубина регулирования сравнительно мала, а в режимах, близких к холостому ходу, глубина регулирования выше и составляет примерно 50-60%, что позволяет значительно повысить нижний порог частоты регулирования по сравнению с режимом ЧИР.
3. Анализ и сравнение схем преобразователей с дозированной передачей энергии с помощью систем Orcad и MATLAB показывает устойчивость работы этих преобразователей при широком изменении параметров элементов схем и нагрузки.
4. Зависимость выходного напряжения от напряжения регулирования или от угла импульсов управления тиристорами для подключения индуктивного реактора ускоренного перезаряда почти линейная, причем при малых углах управления крутизна регулировочной характеристики более высокая.

Литература

1. Булатов О. Г., Поляков В. Д., Царенко А. И. Тиристорно-конденсаторные источники питания для электротехнологии. М.: Энергоатомиздат. 1989.
2. Булатов О. Г., Шитов В. А., Петросян Н. Н.. Тиристорно-конденсаторные ключевые преобразователи с уменьшенным влиянием на питающую сеть // Электричество. 1988. № 11.
3. Петросян Н. Н. Сетевой преобразователь для мощных источников электроконтактных сварочных установок // Изв. НАН РА и ГИУА сер. ТН — 2001. — Т. 54, #1.
4. А.с. № 1283913 (СССР). Импульсный преобразователь переменного напряжения в постоянное / Булатов О. Г., Шитов В.А., Петросян Н.Н. // Бюл. 1987. №18.
5. А.с. № 1283913 (СССР). Импульсный преобразователь постоянного тока с последовательной конденсаторной коммутацией / Булатов О. Г., Поляков В. Д., Царенко А. И. //
   Бюл. 1983. №48.
6. Петросян Н. Н. Практическая силовая электроника. Научно-технический сборник. Под ред. д.т.н. проф., академика РАН Лукина А. В., д. т. н. проф. Малышкова Г. М. М.: ЗАО «ММП-Ирбис». 2007. Вып. 28.
7. Петросян Н. Н., Шитов В. А. Анализ электромагнитных процессов в быстродействующем тиристорно-конденсаторном преобразователе. / Преобразовательные устройства для автоматизированного электропривода и систем питания. Сб. науч.
   трудов. М.: МЭИ. № 92.
8. Фидлер Дж. К., Найтингейл К. Машинное проектирование электронных схем. / Пер. с англ. и предисл. Панфилова Д. И., Соколова А. Г.. Под ред. Казенова Г. Г. М.: Высш.шк. 1985.
9. Потемкин В. Г. Система инженерных и научных расчетов MATLAB 5.x. М.: Диалог-
   МИФИ. 1999.