Исследование энергии динамических потерь в силовых модулях NPT IGBT с прозрачным эмиттером

Исследования энергии динамических потерь были проведены в схеме с индуктивной нагрузкой, шунтированной диодом, в режиме жесткой коммутации непрерывного тока. Исследовались силовые модули М2ТКИ, сконструированные ОАО «ЭНЕРГОМОДУЛЬ» на базе отечественных транзисторных кристаллов NPT IGBT  12-го класса напряжения и средним током 100А. Полупроводниковые кристаллы NPT IGBT были изготовлены  ОАО «Ангстрем» на высокоомных n^—–подложках толщиной около 200 мкм с прозрачным р⁺–эмиттером, сформированным процессом ионного легирования бором на обратной стороне пластины.

Осциллограммы переходных процессов включения и выключения данных транзисторов показаны на рис.1 и 2.

Рис.1 Осциллограмма жесткого включения IGBT

Рис.2 Осциллограмма жесткого выключения IGBT

Результаты исследования и расчета энергии динамических потерь представлены в таблицах 1 и 2.

Зависимость энергии динамических потерь от тока нагрузки для ключа со встречно-параллельным диодом показана на рис. 3. Представленная зависимость является линейной функцией с коэффициентом наклона 0,130 мДж/А для напряжения питания 600 В и 0,046 мДж/А для напряжения питания 300 В.

Рис. 3. Зависимость энергии динамических потерь от тока нагрузки

Зависимость энергии динамических потерь от напряжения питания показана на рис. 4. Данная зависимость является степенной функцией, которая с достаточной точностью описывается выражением W_дин = 0,415Е^1,51 для тока нагрузки 50 А и W_дин = 0,830Е^1,51 для тока нагрузки 100 А.

Рис. 4. Зависимость энергии динамических потерь от напряжения питания

В общем случае суммарную (транзистор плюс обратный диод) энергию динамических потерь в IGBT можно представить в виде (1):

где I₀ — ток нагрузки, равный среднему значению тока коллектора IGBT; U₀ — напряжение питания, равное половине  максимально-допустимого напряжения IGBT; W₀ — энергия динамических потерь, измеренная при параметрах I₀ и U₀; n — показатель степени для нелинейной зависимости энергии потерь от напряжения питания.

Для исследуемых ключей с учетом полученных зависимостей рис. 3 и 4 энергия динамических потерь в мДж определяется эмпирической формулой:

Процессы установления стационарных состояний в IGBT и их вклад в энергию динамических потерь

Процессами установления в силовых ключах называют интервалы времени с относительно медленным изменением напряжения при включении и тока при выключении. Первый из эффектов носит название процесса динамического насыщения транзистора по напряжению. Второй называется интервалом остаточного (хвостового) тока транзистора.

Для качественного измерения энергии потерь на интервалах установления необходимо решить несколько задач:

• При относительно большом размахе импульсов тока и напряжения на ключе в процессе коммутации требуется измерение их относительно малых амплитуд на этапах установления. В таком случае недостаточно типового разрешения по вертикали размером 8 бит, используемого большинством цифровых осциллографов.
• Для интегрирования энергии динамических потерь необходимо устанавливать уровень отсечки по фронтам коммутации ниже стандартных значений 5–10%, что требует дополнительной очистки измеряемого сигнала от шума.

На рис. 5 показана измеренная в полной полосе пропускания осциллограмма мгновенной мощности потерь, рассеиваемой в транзисторе в процессе коммутации. Как видно на представленном кадре уровень зарегистрированных помех не позволяет проводить контроль энергии потерь на интервалах с малыми амплитудами.

Рис. 5. Осциллограмма переключения IGBT в полной полосе пропускания

Для решения проблемы был применен метод усреднения исследуемых кадров развертки. Данный метод позволяет проводить отбор точек из нескольких кадров захвата, устраняя тем самым точки случайных процессов (шумов).

На рис. 6 показана осциллограмма мгновенной мощности потерь в режиме усреднения. Полученная разрешающая способность позволяет устанавливать уровень отсечки по фронтам коммутации величиной порядка 2%.

Рис. 6. Осциллограмма переключения IGBT в режиме усреднения

Результаты исследования энергии динамических потерь на интервалах установления представлены в таблицах 3 и 4.

Как следует из полученных данных, энергия потерь на медленных интервалах вносит существенный вклад в суммарную энергию динамических потерь. Ее относительная доля в полном диапазоне рабочих напряжений 300–600 В составляет от 27 до 39%. Величина вносимых потерь в относительном выражении практически не зависит от тока нагрузки и увеличивается с ростом напряжения питания схемы.

Установление стационарного состояния проводимости, эффект динамического насыщения

Эквивалентная схема IGBT с учетом емкостных составляющих [2, 3] показана на рис. 7.

Рис. 7. Эквивалентная схема IGBT с емкостными элементами

Спад напряжения на IGBT при включении определяется тремя процессами:

• разрядом проходной емкости транзистора С_зк (емкости Миллера).
• модуляцией сопротивления базового слоя транзистора.
• разрядом барьерной емкости С_зи, расположенной в p-области эмиттера транзистора.

Первые два процесса определяют быструю составляющую фронта спада напряжения при включении транзистора.

Изменение напряжения на барьерной емкости С_ЗИ, расположенной в p-области эмиттера, наоборот является относительно медленным процессом.

Исследованию эффекта «квазинасыщения» в IGBT посвящен ряд работ [4,5], в которых показано, что амплитуда остаточного напряжения U_кв.нас(0) определяется степенью легирования p— и n-областей транзистора, зависит от напряжения питания схемы и слабо зависит от тока нагрузки:

 где  k — коэффициент пропорциональности; N_D — концентрация примеси доноров в n-базе IGBT; N_A — концентрация примеси акцепторов в p-области IGBT.

В работе [5] показано, что для приборов, изготовленных по гомогенной технологии NPT, напряжение U_кв.нас(0) практически линейно  зависит от напряжения питания схемы в полном диапазоне допустимых напряжений. Приборы, изготовленные по эпитаксиальной технологии PT, имеют два участка линейной зависимости, причем наклон второго участка, начиная с напряжения порядка 600 В, становится существенно более резким. Для расчета изменения напряжения квазинасыщения во времени в работе [4] применена эмпирическая зависимость вида:

где А — коэффициент пропорциональности; t₀ — постоянная времени процесса; U_кв.нас(0) — начальная амплитуда напряжения квазинасыщения.

Учитывая, что U_кв.нас(¥) = U_кэ.нас, формулу (4) можно представить в виде:

Данная математическая модель была применена при исследовании напряжения динамического насыщения на интервале установления стационарного состояния проводимости.

Результаты измерения и расчета представлены в таблицах 5 и 6.

На рис. 8 показана зависимость U_кв.нас(0) от изменения тока нагрузки, которая подтверждает слабую зависимость амплитуды напряжения квазинасыщения от I_н. Некоторое увеличение напряжения U_кв.нас(0) в области больших токов объясняется дополнительным падением напряжения на модулируемом сопротивлении базы.

Рис. 8. Зависимость амплитуды напряжения квазинасыщения от тока

Зависимость напряжения динамического насыщения от напряжения питания представлена на рис. 9. Установлено, что в диапазоне напряжений 300–600 В характеристика носит линейный характер с относительным коэффициентом наклона 0,245 для тока нагрузки 50 А и 0,22 для тока нагрузки 10 А.

Рис. 9. Зависимость амплитуды напряжения квазинасыщения от напряжения

Временная зависимость напряжения квазинасыщения при токе нагрузки 50 А и напряжении питания 600 В описывается зависимостью (5) с параметрами: t₀ = 80 нс и U_кэ.нас = 2,5 В. Сравнение экспериментально снятой зависимости U_кв.нас(t) и рассчитанной в соответствии с формулой (5) показано на рис.10 и 11 и подтверждает корректность выбранной математической модели.

Рис. 10. Осциллограмма напряжения квазинасыщения IGBT

Рис. 11. Математическая модель процесса квазинасыщения IGBT

Установление стационарного состояния закрытого ключа, интервал остаточного тока

При запирании IGBT в его структуре (рис. 7) первым выключается управляющий МДП-транзистор. При этом в высоковольтном p-n-p-транзисторе происходит обрыв базового тока, и остаточный ток в IGBT определяется относительно медленным процессом рекомбинации накопленного в базе транзистора заряда.

Анализу процесса запирания IGBT посвящен ряд научных исследований [3, 6, 7]. Из условия пропорциональности остаточного тока накопленному заряду носителей в работе [7] получена формула для определения амплитуды остаточного тока I_t(0):

где W_Б — ширина базового слоя транзистора; L — эффективная диффузионная длина; I_н — ток нагрузки непосредственно перед выключением транзистора.

Выражение (6) содержит  функцию гиперболического косинуса в электрофизических параметрах, что не совсем удобно для практического применения.

Поскольку  в исследуемой схеме применяются NPT IGBT с относительно малым временем жизни, можно считать, что эффективная диффузионная длина L много меньше ширины базового слоя W_Б. При этом ch(W_Б/L)>>1, и формулу (6) можно преобразовать к виду:

где D_p — коэффициент диффузии дырок; b — коэффициент, численно равный отношению подвижности электронов и дырок.

Раскроем физический смысл полученного выражения.

Величина b/(1+b) ´ I_нt_Б представляет собой заряд носителей Q_Б(0), накопленный в базе IGBT перед его выключением.

Величина W_Б²/4D_p является постоянной времени пролета дырок через базу транзистора t_k.

Таким образом, амплитуда остаточного тока I_t(0) прямо пропорциональна току нагрузки I_н и через постоянную времени пролета t_k зависит от напряжения питания схемы.

Изменение остаточного тока во времени определяется рассасыванием накопленного в транзисторе заряда  при нулевом запирающем токе базы:

Данная математическая модель была применена при исследовании интервала остаточного тока. Измеренные и расчетные данные представлены в таблицах 7 и 8.

На рис. 12 показана зависимость I_t(0) от изменения тока нагрузки, которая подтверждает линейный характер зависимости с относительным коэффициентом наклона 0,275 для напряжения питания 600 В и 0,14 для напряжения питания 300 В.

Рис. 12. Зависимость амплитуды остаточного тока от тока нагрузки

Зависимость амплитуды остаточного тока транзистора I_t(0) от напряжения питания Е представлена на рис. 13. Установлено, что в диапазоне напряжений Е = 300–600 В характеристика носит нелинейный характер и может быть представлена выражением (7) с параметрами: b = 2,8; D_p = 13,5 см²/с; t_Б = 200 нс; W_Б0 =100 мкм. При этом для расчета зависимости ширины базового слоя W_Б от напряжения питания применялась эмпирической формула (7):

Рис. 13. Зависимость амплитуды остаточного тока от напряжения

Временная зависимость остаточного тока при токе нагрузки 50 А и напряжении питания 600 В описывается зависимостью (8) с параметрами: t_Б = 200 нс и = 14,9 А. Сравнение экспериментально снятой и рассчитанной  зависимости I_t(0) показано на рис. 14 и 15 и подтверждает корректность выбранной математической модели.

Рис. 14. Осциллограмма остаточного тока IGBT

Рис. 15. Математическая модель остаточного тока IGBT

Заключение

•  Величина измеренной энергии динамических потерь соответствует типовым значениям данного параметра у импортных аналогов IGBT 12 класса напряжения технологии четвертого и пятого поколения.
• Исследуемые NPT IGBT с прозрачным эмиттером имеют относительно малые длительности протекания остаточного тока, что более характерно для приборов, изготовленных по эпитаксиальной PT-технологии.

Измеренная энергия динамических потерь на интервалах установления стационарных состояний вносит весомый вклад в суммарную энергию динамических потерь, причем ее относительная доля практически не зависит от тока нагрузки и увеличивается с ростом напряжения питания схемы.