Интегральный силовой модуль IGBT для трехуровневых инверторов напряжения с повышенной эффективностью преобразования электроэнергии

Первые трехуровневые (3L) инверторы были разработаны почти 30 лет назад, однако отсутствие высокоэффективных электронных ключей не позволяло этим устройствам развиваться достаточно быстро. Ситуация изменилась с появлением и развитием ключей типа IGBT.

Трехуровневый инвертор на IGBT-модулях позволяет использовать полупроводниковые кристаллы, рассчитанные на меньшее номинальное напряжение. Кристаллы с меньшим рабочим напряжением имеют преимущества перед более высоковольтными кристаллами по всем основным параметрам, важнейшие из которых — падение напряжения в открытом состоянии и в особенности время переключения, определяющее динамические потери мощности. Вследствие этого трехуровневые инверторы на IGBT-модулях имеют больший КПД, а в выходном синусоидальном сигнале содержится меньше неосновных гармоник, что позволяет резко сократить размеры фильтров.

В последнее время 3L-инверторы стали все шире применяться в источниках бесперебойного питания и солнечных энергетических станциях, что вызвано высокими требованиями по КПД и качеству выходного сигнала.

В частности, германские компании SEMIKRON и Infineon Technologies производят несколько типов 3L-модулей в корпусах MiniSKiiP [1] и EconoPACK [2]. Японская фирма Omron предлагает «первый в мире» инвертор серии G7 на напряжение 400 В, выполненный по трехуровневой схеме. Ряд 3L-модулей производит японская фирма Fuji Electric.

В статье представлен первый отечественный силовой модуль IGBT на напряжение 2000 В и ток 100 А, разработанный в ОАО «НПО «ЭНЕРГОМОДУЛЬ» (рис. 1).

Рис. 1. Трехуровневый силовой модуль IGBT

Преимущества трехуровневого силового модуля

Силовой модуль сконструирован по схеме 3L-полумоста с фиксированной нулевой точкой (рис. 2).

Рис. 2. Трехуровневая схема с фиксированной нулевой точкой

Выбор схемы модуля основан на оценке ее энергоэффективности в сравнении с двухуровневым (2L) аналогом (рис. 3) на максимальное напряжение 1700 В.

Рис. 3. Полумостовая схема с выводом средней точки

Силовые модули IGBT топологии 2L (полумостовая схема с выводом средней точки) на максимальное напряжение 1700 В применяются при следующих стандартных напряжениях (ГОСТ 29322-92; МЭК 38-83):

• стандартные напряжения сети и оборудования переменного тока — трехфазная трехпроводная (четырехпроводная) сеть с номинальным напряжением 400/690 В (номинальное напряжение звена постоянного тока 1070 В);
• стандартные напряжения систем электроснабжения электрифицированного транспорта с питанием от контактной сети постоянного тока с номинальным напряжением 750 В (максимальное напряжение 900 В).

С приближением к верхним границам диапазонов указанных стандартных напряжений двухуровневые силовые модули испытывают серьезные тепловые перегрузки, соизмеримые с максимально допустимыми для применяемых конструкций корпуса.

Покажем это на примере полумостового силового модуля IGBT 1700 В/100 А, применяемого в трехфазном автономном инверторе напряжения и управляемого по методу классической синусоидальной широтно-импульсной модуляции (ШИМ) с частотой коммутации 20 кГц.

При напряжении в звене постоянного тока инвертора 900 В, синусоидальном токе нагрузки амплитудой 100 А, коэффициенте мощности нагрузки 0,8 и коэффициенте модуляции 0,8 суммарные динамические (660 Вт) и статические (174 Вт) потери в силовом модуле (рис. 3) составляют величину 834 Вт [3].

Данное значение весьма близко к максимально допустимой величине рассеиваемой мощности (не более 900 Вт на типовой корпус).

Многоуровневый принцип формирования выходного напряжения инвертора, и 3L в частности, обеспечивает эффективное снижение динамических и суммарных потерь мощности [1]. Известны следующие варианты построения силовой части многоуровневого инвертора:

• с фиксированной нулевой точкой;
• по схеме Т-образного моста;
• с навесными конденсаторами;
• каскадная схема инвертора.

С энергетической и экономической точек зрения [4] наиболее выгодным считается вариант 3L-схемы с фиксированной нулевой точкой (рис. 2), который и выбран для рассматриваемого модуля.

Известно, что энергия динамических потерь в IGBT за один цикл коммутации имеет степенную зависимость от напряжения переключения с показателем степени ~1,5.

Поскольку напряжение на силовых ключах в 3L-схеме вдвое меньше по сравнению с 2L-схемой, энергия динамических потерь может быть пересчитана по формуле:

Таким образом, мощность динамических потерь в 3L-схеме снижается более чем в 2,8 раза и составляет 234 Вт. Пропорционально снижению динамических потерь может быть увеличена частота коммутации силовых ключей в схеме.

Однако платой за существенный выигрыш по динамическим потерям является рост потерь проводимости, поскольку в 3L-схеме удвоено количество основных ключей и применяется два дополнительных фиксирующих диода.

Для формирования выходного напряжения инвертора с требуемым гармоническим составом применяется ШИМ. При этом ширина импульсов проводимости основных транзисторов модулируется в пределах каждого периода выходной частоты инвертора по определенному закону.

При управлении по методу классической синусоидальной ШИМ в схеме 2L-полумоста потери проводимости составляют 174 Вт [3].

Для управления трехуровневой схемой наибольшее распространение получила концепция ШИМ, основанная на синфазности опорных сигналов несущей частоты. При данном алгоритме управления потери проводимости в 3L-схеме с фиксированной нулевой точкой при тех же параметрах схемы и нагрузки увеличиваются примерно вдвое и составляют 350 Вт [1, 3].

Однако суммарные динамические и статические потери в 3L силовом модуле составляют величину 584 Вт, что примерно в полтора раза меньше, чем для модуля двухуровневой конфигурации. При увеличении частоты коммутации до 30 кГц выигрыш по суммарным потерям практически удваивается (рис. 4).

Рис. 4. Мощность потерь в силовых модулях 2L и 3L

Электрическая и тепловая нагрузка ключевых элементов модуля

Расчет электрических параметров и тепловых потерь в ключевых элементах модуля проведем при параметрах цепи питания и токах нагрузки, соответствующих максимальным значениям, применяемым на практике для силовых модулей класса 1700 В/100 А, а также при типовых характеризующих параметрах цепи индуктивной нагрузки:

• напряжение в звене постоянного тока Е = 900 В;
• амплитуда тока нагрузки I_н max = 100 A;
• коэффициент мощности нагрузки cosφ = 0,8;
• коэффициент модуляции фазного напряжения m = 0,8;
• частота коммутации f_k = 20 кГц.

Мощность динамических потерь

При ШИМ ток нагрузки инвертора изменяется по синусоидальному закону с частотой ω_вых. Задавая начальную фазу тока нагрузки равной нулю, для мгновенного значения этого тока можно записать:

где θ = ω_выхt.

Очевидно, что при этом в каждом такте коммутации будет изменяться энергия динамических потерь, и для оценки их средней мощности необходимо знать временную зависимость w_дин(θ).

Для IGBT в диапазоне токов 50-150 А наблюдается практически линейная зависимость энергии динамических потерь от тока нагрузки:

где k — коэффициент пропорциональности.

Тогда, с учетом синусоидального характера тока нагрузки, зависимость w_дин (Θ) можно представить в виде:

где W_{дин max} — энергия динамических потерь при максимальном токе нагрузки.

Для средней мощности динамических потерь в транзисторах Т1 и Т4 с обратными диодами при синусоидальной ШИМ получаем:

где f_к — частота коммутации силовых ключей инвертора.

В трехуровневой схеме с фиксирующими диодами максимальное напряжение на каждом ключе равно половине напряжения источника питания постоянного тока, т. е. 450 В. Для данного напряжения и при амплитудном значении тока нагрузки 100 А измеренная энергия динамических потерь W_дин max равна 18,4 мДж.

При этом мощность динамических потерь для транзисторных ключей Т1 и Т4 со встречно-параллельными диодами составляет 117,2 Вт на один ключ.

Мощность динамических потерь в фиксирующих диодах D5 и D6 может быть рассчитана по формуле, аналогичной (5), куда следует подставить энергию динамических потерь в диоде:

где Q_rr — заряд обратного восстановления диода.

Измеренная величина параметра Q_rr составляет 5 мкКл, при этом мощность динамических потерь в каждом из фиксирующих диодов равна 5,4 Вт.

Мощность динамических потерь в ключевых элементах модуля представлена в таблице 1.

Средние и действующие значения тока, мощность статических потерь (потери проводимости)

Для управления 3L-схемой используется ШИМ с двумя синфазными опорными сигналами (рис. 5).

Рис. 5. Напряжение управления и синфазные опорные сигналы ШИМ

Для данного вида ШИМ на интервалах переключения транзистора Т1 коэффициент регулирования определяется выражением:

При индуктивном характере нагрузки ток в выходной цепи модуля имеет синусоидальную форму и отстает по фазе от напряжения. В результате на периоде выходной частоты в трехуровневой схеме последовательно реализуются четыре контура коммутации:

• при положительном выходном напряжении и положительном токе нагрузки (рис. 6);
  
  

  Рис. 6. Первый контур коммутации

• при положительном выходном напряжении и отрицательном токе нагрузки (рис. 7);
  
  

  Рис. 7. Второй контур коммутации

• при отрицательном выходном напряжении и отрицательном токе нагрузки (рис. 8);
  
  

  Рис. 8. Третий контур коммутации

• при отрицательном выходном напряжении и положительном токе нагрузки (рис. 9).
  
  

  Рис. 9. Четвертый контур коммутации

В первом и третьем контурах в процессе коммутации участвуют два полупроводниковых элемента. Данные контуры охватывают относительно малую площадь и называются «короткими» контурами коммутации.

Во втором и четвертом контурах в процессе коммутации участвуют уже четыре полупроводниковых элемента. Данные контуры охватывают примерно вдвое большую площадь и называются «длинными» контурами коммутации.

В таблице 2 представлены интервалы коммутаций, выраженные в радианах, и относительные длительности проводящего состояния полупроводниковых элементов модуля, расположенных сверху от силового вывода точки фазы.

Ввиду симметричности схемы, полупроводниковые элементы, расположенные снизу от точки фазы, будут иметь те же параметры проводимости, однако интервалы коммутаций для данных ключей будут сдвинуты на π радиан.

При данных параметрах проводимости для каждого полупроводникового элемента могут быть рассчитаны значения средних и действующих токов, а также потери проводимости.

Транзисторы Т1 и Т4

Среднее значение тока:

Действующее значение тока:

Средняя мощность потерь проводимости:

Транзисторы Т2 и Т3

Среднее значение тока:

Действующее значение тока:

Средняя мощность потерь проводимости:

Диоды D5 и DB

Среднее значение тока:

Действующее значение тока:

Средняя мощность потерь проводимости:

Диоды D1, D2, D3 и D4

При индуктивном характере нагрузки и значениях коэффициента мощности cosφ = 0,8 обратные диоды проводят ток на относительно коротких интервалах периода выходной частоты. Поэтому потери проводимости в данных диодах составляют не более 10-12% от потерь в соответствующих транзисторных элементах.

Поскольку напряжение на ключевых элементах модуля в 3L-схеме вдвое меньше, в конструкции модуля используются полупроводниковые кристаллы транзисторов и диодов с максимальным напряжением 1200 В. Данные чипы изготавливаются на подложках с меньшей толщиной базового слоя и имеют меньшие значения напряжений отсечки и дифференциальных сопротивлений на участках проводимости по сравнению с кристаллами на 1700 В.

Типовыми параметрами аппроксимации вольт-амперной характеристики (ВАХ) 1200-В транзисторов IGBT и 1200-В диодов FRD являются:

• напряжение отсечки транзистора V_T = 1,5 В;
• дифференциальное сопротивление транзистора R_CE = 10 мОм;
• напряжение отсечки диода V_F = 1,5 В;
• дифференциальное сопротивление диода R_AK = 8 мОм;

Рассчитанные значения токов и средняя мощность статических потерь для ключевых элементов модуля приведены в таблицах 3 и 4.

В таблице 5 показана суммарная мощность динамических и статических потерь в элементах 3L-модуля.

Конструкция модуля

При разработке конструкции 3L силового модуля потребовалось решить ряд технических проблем, свойственных устройствам с многоуровневой топологией. Как отмечалось выше, на периоде выходной частоты тока нагрузки в 3L-схеме образуются четыре контура коммутации. Два из них являются «короткими», а два других, соответственно, «длинными».

Несимметричность контуров коммутации тока и связанная с этим увеличенная паразитная индуктивность монтажных соединений в так называемом «длинном» контуре коммутации могут приводить к значительным перенапряжениям на силовых ключах модуля. При этом теряется одно из основных преимуществ многоуровневой схемы — возможность применения полупроводниковых кристаллов с пониженным классом по напряжению.

Например, в 3L-схеме, выполненной на трех стандартных силовых модулях 1200 В/100 А (рис. 10), измеренная суммарная паразитная индуктивность в «коротком» контуре составляет 137 нГн, а в «длинном» — 225 нГн.

Рис. 10. 3L — схема из трех стандартных силовых модулей

На транзисторах «длинного» контура при этом наблюдается значительный всплеск перенапряжения, что является следствием повышенной паразитной индуктивности контура. Максимальный выброс в выходной цепи транзистора при номинальных параметрах нагрузки (напряжение 1500 В, ток нагрузки 100 А) был зафиксирован на уровне 1140 В, что весьма близко к предельно допустимой величине для полупроводниковых кристаллов 12 класса по напряжению и является весьма критическим фактором.

Существенное снижение паразитной индуктивности в модульной конструкции обеспечивает ленточная технология, т. е. замена проволочных алюминиевых проводников на полосковые (ленточные) выводы, подключаемые с помощью сварки к кристаллу и керамической плате модуля.

Собственная индуктивность L проводящего элемента зависит от его геометрических размеров: длины l, толщины d и ширины W.

При заданной площади поперечного сечения W×d индуктивность проводника резко уменьшается с ростом отношения W/d. Данное свойство определяет преимущество применения «ленточной» технологии соединений внутри модуля вместо традиционной «проволочной» технологии. Даже в случае применения набора из нескольких параллельно соединенных проволок полосковые (ленточные) проводники при тех же геометрических размерах будут иметь практически вдвое меньшую индуктивность.

Однако исследования характеристик проводящих лент и качества их сварных соединений выявили факт зависимости количества отказов от толщины алюминия на контактной площадке полупроводникового кристалла [5]. Так, при толщине алюминия 4,5 мкм количество отказов может достигать до 30% от общего числа испытанных приборов. В тех же условиях при толщине алюминия 10 мкм отказов практически не наблюдается.

Из этого факта вытекает важный вывод: для получения надежного сварного соединения ленточных выводов с кристаллом конструкция этого кристалла должна быть адаптирована к требованиям сборки в части толщины металла на его контактных площадках.

Это условие значительно ограничивает выбор полупроводниковых чипов для применения в силовом модуле с ленточными соединениями, поскольку требует разработки и освоения специальных типов кристаллов, допускающих приварку ленточных выводов.

В разработанном силовом модуле применено новое техническое решение, максимально технологичное и не требующее внесения изменений в конструкцию чипов. Оно основано на создании специальных контактных площадок на керамических платах модуля, наиболее близко расположенных к полупроводниковым кристаллам. В данной конструкции длина и индуктивность алюминиевых проволочных соединений кристалла с дополнительной контактной площадкой предельно минимизирована. При этом основной токоотвод выполняется с применением полосковых шин, индуктивность которых относительно мала (рис. 11).

Рис. 11. Токоотвод:
а) «проволочный»;
б) «ленточный»

Кристаллы силовых транзисторов с обратными диодами и кристаллы фиксирующих диодов размещены на пяти керамических DBC-платах, которые, в свою очередь, установлены на медное основание силового модуля. Соединительные дорожки между платами выполнены с помощью ленточных полосковых перемычек (рис. 12).

Рис. 12. Ленточный проводник между платами DBC

Перемычки и пять внешних силовых терминалов (два терминала на стороне переменного тока и три терминала на стороне постоянного тока) с помощью пайки подключены к отдельным медным дорожкам, нанесенным на керамические платы (рис. 13).

Рис. 13. Подключение внешнего силового терминала

Данная конструкция обеспечивает улучшенные механические и тепловые характеристики многокристальной сборки. Геометрические размеры керамических DBC-плат и их пространственная ориентация (рис. 14) были оптимизированы на основе моделирования электрических и тепловых полей модуля.

Рис. 14. Размещение керамических DBC-плат модуля с кристаллами

Эквивалентная схема модуля с распределенной индуктивностью проводников показана на рис. 15. На данной схеме индуктивность проволочных соединений контактных площадок кристаллов транзисторов и диодов с основанием DBC-платы показана синим цветом, суммарная индуктивность ленточных перемычек и медных дорожек керамических плат — красным, а индуктивность силовых терминалов — зеленым. При подключении модуля к силовым конденсаторам питания суммарная паразитная индуктивность в коротком и длинном контуре коммутации для интегральной конструкции модуля составила 123 и 130 нГн соответственно.

Рис. 15. Эквивалентная схема модуля с паразитными индуктивностями

Таким образом, интегральная конструкция модуля позволила обеспечить существенное выравнивание величин паразитных индук-тивностей монтажа для несимметричных контуров коммутации.

Данный факт подтвержден экспериментальными исследованиями. На рис. 16б и 17б представлены осциллограммы переходного процесса выключения силовых транзисторов в «коротком» и «длинном» контуре коммутации при выходном напряжении 1000 В и амплитуде коммутируемого тока 100 А.

Рис. 16. Для «короткого» контура модуля:
а) распределенная паразитная индуктивность;
б) переходный процесс коммутации (Iк — 20 А/дел; Uкэ — 100 В/дел; t — 200 нс/дел)

Рис. 17. Для «длинного» контура модуля:
а) распределенная паразитная индуктивность;
б) переходный процесс коммутации (Iк — 20 А/дел; Uкэ — 100 В/дел; t — 200 нс/дел)

На рис. 18 представлена зависимость амплитуды перенапряжений, измеренных в несимметричных контурах коммутации, от тока нагрузки.

Рис. 18. Зависимость амплитуды перенапряжения в контурах коммутации модуля от тока нагрузки 

На рис. 19 показаны осциллограммы переключения напряжения и тока в силовом модуле для одного из циклов коммутаций при работе на индуктивную нагрузку, а также выделяющаяся при этом мгновенная мощность тепловых потерь.

Рис. 19. Переходные процессы в силовом модуле при работе на индуктивную нагрузку (Iк — 50 А/дел; Uкэ — 200 В/дел; t — 1 мкс/дел; Р — 20 кВт/дел) 

Результаты моделирования температурных полей для рассматриваемой конструкции модуля (рис. 20) показали, что в периферийных областях полупроводниковых чипов температура существенно меньше, чем в центре. При этом почти 80% перепада температуры между кристаллом и средой приходится на керамический слой DBC-плат и слой пасты между основанием модуля и охладителем.

Рис. 20. Температурное поле в конструкции силового модуля

Одним из важнейших параметров конструкции является тепловое сопротивление «чип-среда», которое зависит, в частности, от геометрических параметров полупроводникового кристалла.

В рассматриваемом модуле применялись полупроводниковые элементы с геометрическими размерами площади кристалла 13×13 мм² для транзистора и 10×10 мм² для диода. Максимальный перегрев чипов ΔΤ при рассчитанных суммарных тепловых потерях Ρ_Σ представлен в таблице 6.

Полное тепловое сопротивление «чип-среда» для транзистора при этом составляет 0,2 °С/Вт, а для диода — 0,35 °С/Вт.

Применение силового модуля в автономных инверторах напряжения с повышенной эффективностью преобразования электроэнергии

Схема трехфазного инвертора напряжения строится на трех силовых модулях топологической конфигурации 3L (рис. 21).

Рис. 21.
а) Трехфазный инвертор напряжения на силовых модулях 3L;
б) фазное напряжение инвертора; в) фазный ток инвертора

Полезная мощность на выходе трехфазного инвертора Р_н определяется по формуле:

где I_дФ — действующее значение тока фазы; U_дЛ — действующее значение линейного напряжения на выходе инвертора.

С учетом глубины модуляции m для фазного напряжения формулу (17) можно представить в виде, учитывающем максимальный ток нагрузки I_нmax и напряжение источника питания Е:

Относительная доля потерь в ключевом блоке инвертора определяется по формуле:

где Ρ_Σ — суммарная мощность потерь в ключевых элементах инвертора.

Параметры, характеризующие энергоэффективность преобразования для трехфазных инверторов топологии 2L и 3L, представлены в таблице 7.

Суммарные потери мощности в 3L-схеме оказались на 700 Вт меньше, чем потери мощности в 2L-схеме. Другими словами, энергоэффективность преобразования с применением силовых модулей 3L-топологии при типовых параметрах нагрузки увеличилась практически в полтора раза.

Для повышения срока службы, надежности и качества эксплуатации 3L силовых модулей в ОАО «НПО «ЭНЕРГОМОДУЛЬ» дополнительно разработаны:

• цифровой программируемый контроллер (рис. 22) с двенадцатью выходными каналами для управления по заданной программе тремя силовыми модулями 3L в составе трехфазного инвертора напряжения;
  
  

  Рис. 22. Цифровой контроллер для трехуровневых силовых модулей

• четырехканальный драйвер управления силовым модулем 3L, снабженный встроенной системой электронной защиты от токовых перегрузок и перенапряжений (рис. 23).
  
  

  Рис. 23. Четырехканальный драйвер трехуровневого силового модуля

Проведены успешные предварительные испытания опытных образцов силовых модулей 3L с применением разработанных средств управления и защиты.

Работа выполнена в рамках Федеральной целевой программы «Развитие электронной компонентной базы и радиоэлектроники на 2008-2015 гг.».