Адаптивный токовый драйвер SiC MOSFET с двойным импульсом тока затвора

Введение

По сравнению с кремниевыми аналогами SiC MOSFET-транзисторы обладают рядом преимуществ в высоковольтных мощных приложениях благодаря расширенному температурному диапазону, повышенной блокирующей способности, низким динамическим потерям и большой скорости переключения. Современные тенденции силовой электроники требуют снижения времени нарастания/спада тока при коммутации силовых ключей для уменьшения потерь в режиме жесткого переключения.

Стандартные драйверы — источники напряжения (VSGD — Voltage Source Gate Driver), имеющие пушпульный выходной каскад, используют резисторы для контроля тока затвора I_G. Однако это ограничивает скорость коммутации, поскольку величина I_G падает с уменьшением разности потенциалов между выходом драйвера и цепью «затвор-исток».

Драйверы — источники тока (CSGD — Current Source Gate Driver) считаются более перспективными. В частности, они обеспечивают стабильный ток затвора при переключении, что сокращает длительность этого процесса [1, 2]. Схема CSGD с полумостовым и мостовым выходным каскадом и накопительными индукторами предложена для управления Si MOSFET, SiC MOSFET и Si IGBT [1–7].

В отличие от VSGD с пушпульным выходом драйвер CSGD обеспечивает постоянный ток затвора I_G, что увеличивает скорость коммутации и снижает динамические потери. Кроме того, подобная схема позволяет регулировать величину I_G, таким образом значения di/dt и dv/dt можно адаптировать к конкретным условиям применения, что невозможно в схеме VSGD с фиксированными резисторами затвора.

Производители силовых модулей обычно рекомендуют использовать отрицательное напряжение для отключения SiC MOSFET (например, от –5 до –8 В), следовательно, для достижения порога включения драйвер должен преодолеть большую разность потенциалов, что увеличивает время задержки включения t_{d_on}. Однако в существующих схемах CSGD отсутствует возможность генерации дополнительных импульсов тока для настройки траектории переключения. Например, когда сигнал управления MOSFET достигает плато Миллера, ток затвора фиксируется на некотором уровне, что почти не позволяет влиять на дальнейшее поведение прибора.

В статье предлагается драйвер — источник тока, применение которого дает возможность увеличить скорость переключения и улучшить контролируемость параметров di/dt и dv/dt SiC MOSFET путем подачи двух импульсов тока затвора через определенные промежутки времени при включении и выключении. Первый импульс направлен на сокращение времени задержки включения и поддержание тока до тех пор, пока напряжение «затвор-исток» не достигнет определенного значения (например, плато Миллера). Второй импульс предназначен для регулировки длительности плато Миллера путем подачи либо снижения дополнительного тока I_G. Таким образом, предлагаемое решение использует нелинейную зависимость емкостей затвора SiC MOSFET от напряжения для регулировки и настройки параметров t_{d_on}/t_{d_off}, di/dt и dv/dt.

Концепция адаптивного токового драйвера затвора

На рис. 1 показана принципиальная схема предлагаемого адаптивного драйвера CSGD. В его состав входит мостовой каскад (T1–T4) с тремя зарядными индуктивностями L_M, L_H и L_L, а также дополнительный ключ T_aux, подсоединенный параллельно источникам питания V_H и V_L. Конденсаторы смещения C_bH и C_bL обеспечивают перезаряд затвора во время коммутации. Процесс включения (аналогичный выключению) описан ниже.

Рис. 1. Схема адаптивного драйвера CSGD (ACSGD) с тестируемым SiC MOSFET (DUT)

Предзаряд

Включение инициируется в момент времени t₀ путем предварительного заряда индуктора L_M до заданного тока Di_m (рис. 2). Для этого транзисторы T1 и T4 удерживаются во включенном состоянии.

Рис. 2. Эквивалентная схема на этапе предзаряда

где t_pre — время включения T1 и T4.

Наличие дросселя L_M в токовой диагонали T2 и T4 создает импеданс Z_L между цепями 0 и S_K через индуктивности L_L и L_V. Таким образом, формируется делитель тока между Z_L и Z_SK — импедансом цепи от выхода драйвера О к кельвиновскому подключению источника S_K через затвор MOSFET.

Это позволяет напряжению «затвор-исток» v_gs вырасти до величины V_g(pre) перед включением MOSFET, что сокращает время, необходимое для достижения порога открывания V_th. Таким образом существенно снижается задержка включения t_{d_on} (время нарастания сигнала управления v_gs от –V_L до V_th). Следует тщательно выбирать номинал L_L, чтобы избежать преждевременного включения из-за слишком большого тока i_(pre). Эпюры сигналов на этапе предзаряда показаны на рис. 3.

Рис. 3. Эпюры сигналов на этапе предварительного заряда

Включение

Эквивалентная схема на этапе включения показана на рис. 4. После окончания фазы предзаряда индуктора L_M MOSFET включается в момент времени t₁ за счет подачи тока управления i_m. При запирании T4 (T1 остается включенным) i_m коммутируется в затвор, как показано на рис. 3 и 5. Ток предварительного заряда с амплитудой Di_m теперь поступает в цепь затвора, увеличивая напряжение v_gs через R_g и L_g (L_g отсутствует на рис. 3).

Рис. 4. Эквивалентная схема на этапе включения

Рис. 5. Процесс включения

Дополнительный заряд

После открывания транзистора подача второго импульса тока подготавливается включением T_aux. Его ток i_aux, проходящий через L_H и L_L (рис. 6, 7), в этом периоде нарастает до значения Di_aux, определяемого в соответствии с выражением:

Рис. 6. Эквивалентная схема на этапе вторичного заряда

Рис. 7. Этап подачи дополнительного импульса тока

Вторичное включение

После нарастания тока i_aux он коммутируется в затвор путем запирания T1 и T_aux (T3 открыт), как показано на рис. 8. Величина i_aux так же, как и время подачи тока, определяется длительностью включения T_aux и моментами включения/выключения T1, T3 и T_aux. Таким образом, регулируя t_aux, можно настраивать значение i_aux и момент его подачи. Дополнительный импульс тока позволяет повторно регулировать напряжение затвора и, следовательно, более точно контролировать время нарастания и спада напряжения «сток-исток» DUT и скорость перехода через плато Миллера. Вспомогательное включение завершает процесс открывания транзистора, при этом напряжение на затворе должно поддерживаться постоянным на уровне V_H за счет удержания T3 в открытом состоянии. Эпюры сигналов в процессе включения показаны на рис. 9.

Рис. 8. Эквивалентная схема на этапе вторичного включения

Рис. 9. Полный процесс включения

Результаты моделирования

Моделирование схемы ACSGD в режиме жесткой коммутации с индуктивной нагрузкой в ходе двухимпульсного теста выполняется в MATLAB-Simulink с компонентами Simscape. Динамическое поведение SiC MOSFET имитируется с помощью уравнений Шихмана и Ходжеса [8] с использованием нелинейных емкостей, зависящих от напряжения, и переходных характеристик, полученных из спецификации транзистора. Тестируемое устройство (DUT) представляет собой силовой модуль SiC MOSFET с номинальным напряжением 3,3 кВ, параметры моделирования приведены в таблице 1.

На рис. 10 показаны результаты моделирования, с их помощью можно сравнить предлагаемый ACSGD (синие кривые) и VSGD с пушпульным каскадом (красные кривые). Очевидно, что концепция ACSGD позволяет повысить скорость коммутации прибора, уменьшить потери и время задержки включения/выключения в режиме жесткой коммутации, а также увеличить di/dt и dv/dt. Кроме того, на рис. 11 показаны результаты моделирования, иллюстрирующие способность ACSGD контролировать параметр dv/dt. Два режима работы ACSGD, а именно увеличение dv/dt (красные кривые) и уменьшение dv/dt (синие кривые), сравниваются с возможностями VSGD (зеленые кривые). Подъем или спад i_aux при вторичной подаче тока позволяет соответственно увеличить или уменьшить dv/dt. Это доказывает способность ACSGD независимо контролировать время задержки включения/выключения, а также скорость коммутации di/dt и dv/dt.

Рис. 10. Моделирование позволяет сравнить возможности ACSGD (синие кривые) и VSGD (красные кривые):
а) напряжение «сток-исток» vDS и ток стока iDS DUT;
б) мгновенные потери мощности (показана величина энергии потерь);
в) напряжение на затворе vgs;
г) ток затвора ig

Рис. 11. Моделирование иллюстрирует возможности управления dv/dt ACSGD:
а) напряжение vDS DUT;
б) ток затвора ig

Предварительные экспериментальные результаты

Для проверки функциональных возможностей ACSGD был разработан, изготовлен и экспериментально протестирован на емкостную нагрузку прототип предлагаемого драйвера затвора. Силовой модуль SiC MOSFET FMF750 имеет входную емкость порядка 200 нФ, поэтому для предварительной проверки устройства была выбрана емкостная нагрузка 200 нФ. Параметры тестирования приведены в таблице 2.

Экспериментальная установка показана на рис. 12. Стенд состоит из драйвера ACSGD, цифрового изолятора и платы управления SoC Zynq-7030. Контрольные сигналы формируются FPGA (ПЛИС) SoC с тактовой частотой 250 МГц, что обеспечивает разрешение по ширине импульса 4 нс. Производительность предлагаемого ACSGD оценивалась в ходе трех тестов с различными временными параметрами (табл. 3), параметры тестирования показаны в таблице 2.

Рис. 12. Вид экспериментальной установки

Результаты тестов 1 и 2 показаны на рис. 13 и 14. На рис. 14 (тест 2) в затвор подается больший дополнительный ток i_aux ≈ 7 А, чем в тесте 1 (i_aux ≈ 5 А). Это приводит к ускорению нарастания напряжения v_gs в тесте 2, где время изменения сигнала от v_gs = –5 В до v_gs = 10 В сокращается примерно на 40% по сравнению с тестом 1.

Рис. 13. ACSGD — тест 1:
a) ig;
б) vgs

Рис. 14. ACSGD — тест 2:
a) ig;
б) vgs

На рис. 15 дано сравнение режимов 2 и 3, где время t_to__aux в тесте 3 установлено в 2 раза больше, чем тесте 2, что эффективно изменяет момент подачи вспомогательного тока. Экспериментальные результаты показывают, как время нарастания v_gs может быть точно задано путем изменения временных параметров ACSGD.

Рис. 15. ACSGD — сравнение результатов тестов 2 (синий) и 3 (красный): ig (слева) и vgs (справа).

В момент времени t₂ (рис. 13 и 14, после t_{to_aux} на рис. 15) наблюдается скачок тока. По всей видимости, это связано с недостаточной емкостью C_bH/C_bL источника питания драйвера. В настоящее время разрабатывается новая версия с увеличенной емкостью и оптимизированной компоновкой, что, скорее всего, улучшит характеристики устройства. Несмотря на то что всплеск i_g виден достаточно четко, результирующее влияние на v_gs не столь значительно.

Заключение

В статье описан инновационный адаптивный токовый драйвер затвора ACSGD, позволяющий с высокой точностью управлять напряжением «затвор-исток» v_gs и током затвора i_g высоковольтных SiC MOSFET. Концепция предлагаемого ACSGD позволяет независимо контролировать время задержки включения/выключения и скорость коммутации di/dt и dv/dt, а также снизить динамические потери. Функциональность драйвера — источника тока — экспериментально проверена с использованием пассивной емкостной нагрузки, имитирующей входную емкость C_iss силового транзистора. Тесты подтвердили, что напряжение управления v_gs можно регулировать, изменяя временную последовательность открывания ключей драйвера. Подача вторичного импульса тока позволяет снизить время нарастания v_gs на 40%.