Устранение коммутационных потерь в конвертерах постоянного напряжения, обусловленных обратным восстановлением выходного диода

Коммутационные потери мощности в однотактных DC/DC-конвертерах с непосредственной связью, обусловленные процессом обратного восстановления выходного диода, являются доминирующими [1, 2]. Эффективное устранение коммутационных потерь мощности указанного характера реализовано схемотехническими решениями, приведенными в [2, 3], а также широко практикуемым использованием дополнительного силового коммутатора, соответствующим образом управляемого ШИМ-контроллером [4, 5]. Указанные решения ориентированы на DC/DC-конвертеры повышающего типа, предназначенные, в частности, для коррекции коэффициента мощности. Между тем указанная проблема актуальна и для DC/DC-конвертеров понижающего типа и конвертеров с развязывающим конденсатором и трансформаторной обмоткой — конвертеров Кука [6, 7].

Устранение коммутационных потерь мощности в DC/DC-конвертерах, обусловленных процессом обратного восстановления выходного диода, основано на очевидном принципе ограничения скорости спада прямого тока диода некоторым дополнительным индуктором, подключаемым последовательно с выходным диодом в процессе запирания последнего. Техническая реализация данного принципа должна обеспечивать:

• утилизацию энергии, накопленной в дополнительном индукторе;
• переключение направления тока основного индуктора в обход дополнительного индуктора.

Схемное решение для повышающего DC/DC-конвертерa, отвечающее вышеуказанным требованиям, рассмотрено в [8]. Однако оно, очевидно, может быть применено также в DC/DC-конвертерах понижающего типа и Кука. Функциональные схемы повышающего и понижающего DC/DC-конвертеров, а также конвертера Кука с ограниченной скоростью спада прямого тока выходного диода представлены на рис. 1–3, соответсвенно. В схемах на рис. 1 и 2 в качестве дополнительного индуктора использована часть обмотки основного индуктора L, а на рис. 3 — часть трансформаторной обмотки T.

Рис. 1. Повышающий DC/DC-конвертер

Рис. 2. Понижающий DC/DC-конвертер

Рис. 3. Конвертер Кука

На рис. 4 приведены временные диаграммы изменений токов через диоды D1, D2 и коммутатор S. В течение пассивного такта (коммутатор S разомкнут) выходной ток i₀ замыкается через диод D1 (основной диод), а к диоду D2 (дополнительный диод) прикладывается обратное напряжение обмотки W₂. При переходе конвертера из пассивного такта в активный, т. е. при замыкании коммутатора S (t = t₀), переключение тока с диода D1 на коммутатор S происходит с ограниченной скоростью благодаря неидеальности магнитной связи между обмотками W₁ и W₂ основного индуктора L (рис. 1, 2) или обмотки трансформаторa T (рис. 3). При этом начальное значение тока коммутатора S равно нулю. Таким образом, данное решение обеспечивает режим переключения при нулевом токе коммутатора S. В течение процесса полного обратного востановления диода D1 (t_rec) ток через коммутатор S может принимать некоторое максимальное значение, равное сумме текущего значения тока нагрузки и максимального обратного тока диода D1, определяемого задаваемой скоростью спада прямого тока последнего. В момент размыкания коммутатора S (t = t₁) ток нагрузки переключается на диод D2 и начинает убывать, а ток диода D1 — возрастать под воздействием ЭДС обмотки W₂, направленной от анода диода D2 к аноду диода D1. В результате через некоторый промежуток времени t_set диод D2 обесточивается и ток нагрузки (выходной ток) полностью переключается на диод D1.

Рис. 4. Графики тока диодов D1 и D2 и коммутатора S

Оценка скорости спада прямого тока основного диода D1 сводится к простому анализу схемы замещения магнитной цепи (рис. 5) при начальных условиях момента перехода DC/DC-конвертера из пассивного такта в активный и с внешними воздействиями, имеющими место в процессе обратного восстановления основного диода. Схема описывается системой уравнений:

где: V₁, V₂ — входное и выходное напряжение схемы замещения соответственно; Δi₁, Δi₂ — приращение входного и выходного тока схемы соответственно; L₁, L₂ — индуктивности обмоток W₁ и W₂ соответственно; M — взаимная индуктивность обмоток:

где K — коэффициент связи между обмотками W₁ и W₂, причем K<1.

Рис. 5. Схема замещения магнитной цепи

Обозначив Δt₁ время спада тока выходного диода до нулевого значения, определим из (1) скорость спада его прямого тока с учетом, что |Δi₂(Δt₁)| = i₀:

Отметим, что L₂(1–К²) = L₂₀ — индуктивность обмотки W₂, измеренная при коротком замыкании обмотки W₁.

Значения напряжений V₁ и V₂ (рис. 5) определяются конфигурацией DC/DC-конвертера и приведены в таблице, где V_i и V₀ — входное и выходное напряжения DC/DC-конвертера соответственно.

Эмпирическое уточнение соотношения витков индуктора или трансформаторной обмотки, обеспечивающего заданную скорость спада прямого тока основного диода, сводится к следующей, достаточно простой, процедуре: при разомкнутой обмотке W₁ измеряем индуктивность L₂ обмотки W₂, а затем индуктивность L₂₀ той же обмотки при коротком замыкании обмотки W₁. После этого определяем коэффициент связи K:

Пользуясь соотношением (3), вычисляем скорость спада прямого тока основного диода di_f/dt. Таким образом, заданную скорость спада прямого тока основного диода можно задать при изготовлении индуктора L (рис. 1, 2) или трансформатора Т (рис. 3). Как показывает практика, соотношение витков W₂/W₁ не превышает 0,1–0,2, т. е. число витков дополнительной обмотки относительно невелико.

В качестве примера на рис. 6 приведены осциллограммы напряжения и тока силового ключа (транзистор IRG4PC50W) при его включении в понижающем DC/DC-конвертере (рис. 6а) без дополнительной обмотки (рис. 6б) и с дополнительной обмоткой (рис. 6в). Индуктивность основной обмотки W₁ дросселя равна 200 мкГн, а соотношение W₂/W₁ = 0,07. Из рассмотрения осциллограмм следует, что включение транзистора при наличии дополнительной обмотки происходит практически при нулевом токе, т. е. без коммутационных потерь.

Рис. 6. а) Реализованная схема понижающего DC/DC-конвертера; осциллограммы напряжения и тока: б) при включении его силового транзистора без дополнительной обмотки W₂ (диод D1 отключен); в) с дополнительной обмоткой

В качестве еще одного примера эффективности данного решения укажем, что разработанный понижающий преобразователь, предназначенный для питания газоразрядной лампы постоянным током при максимальном его значении 50 A, по удельным показателям — мощность/объем и мощность/масса — превосходит аналогичное изделие фирмы Analog Modules [9] приблизительно вдвое.

А применение данного решения в узле корректора коэффициента мощности источника питания импульсной газоразрядной лампы с выходной мощностью до 2 кВт позволило снизить потери в указанном узле до 30 Вт.

Литература

1. Милешин В. Транзисторная преобразовательная техника. М.: «РИЦ «Техносфера». 2005.
2. Power Factor Correction With Zero Voltage Resonant Switching. Application Note 42032. www.fairchildsemi.com.
3. Пат. US 6266257 B1 (США). Power Convertor with Low Loss Switching / S. Geissler // 24.07.2001.
4. FAN4822. ZVS Average Current PFC Controller. Product Specification. www.fairchildsemi.com
5. UC2855A/B. High Performance Power Factor Preregulator. www.focus.ti.com.
6. Cuk S. Switching DC-to-DC Converter with Zero Input or Output Current Ripple // IEEE Industry Applications Society. Annual Meeting. 1978. (IEEE 780H 1346-61A).
7. Кук С. Новый DC/DC-преобразователь с нулевыми пульсациями и интегрированными магнитопроводами. Часть 1, 2 // Силовая электроника. 2004. № 2. 2005. № 1.
8. Пат. № 2201 А2 (Республика Армения). М. кл. H02M 7/00, H02M 7/12. Конвертер постоянного тока / Г. Г. Антонян, В. М. Миняйло // Бюл. 2009. №1 (57).
9. Analog Modules, Inc. Laser Electronics. Power Module 5901. www.analogmodules.com.