Двухтактный повышающий преобразователь: развитие топологии

Известно большое количество конвертеров повышающего типа, в том числе и двухтактных: мостовой конвертер с дросселем постоянного тока на входе, нулевая топология

Рис. 1. Двухтактный полумостовой повышающий конвертер:
а) исходная топология;
б) базовая топология с дополнительными размагничивающими обмотками дросселей;
в) с общим магнитосвязанным дросселем

(push-pull) с дросселем постоянного тока в цепи питания и др. Рассматриваемый в данной статье конвертер и его основные разновидности были предложены в работе [1]. В зарубежной литературе за ним закрепилось название two inductor current-fed boost half-bridge converter — полумостовой повышающий конвертер с двумя дросселями на входе и гальванической развязкой между входом и выходом (далее — 2ДППК).

На рис. 1 показаны основные разновидности 2ДППК. Исходная топология приведена на рис. 1а. Питание первичной обмотки силового трансформатора Tr1 осуществляется от «источников тока» в виде дросселей постоянного тока Dr1 и Dr2. Обязательным условием нормального функционирования схемы, приведенной на рис. 1а, является управление ключами VT1, VT2 с коэффициентом заполнения D > 0,5.

Иными словами, должно быть исключено состояние, при котором оба ключа одновременно выключены, так как в этом случае возникают высоковольтные импульсы напряжения на стоках ключей из-за отсутствия у дросселей Dr1 и Dr2 путей сброса тока, накопленного в течение замкнутого состояния ключей. На практике выбирается величина D_min = 0,52–0,55. Данная топология обладает следующими положительными свойствами:

• В конвертере 2ДППК принципиально отсутствуют сквозные токи между ключами.
• Конвертер «не боится» насыщения магнитопровода силового трансформатора — в случае «замагничивания» магнитопровода каждый ключ коммутирует токи обоих дросселей, которые линейно по времени увеличиваются в течение периода коммутации. Но этот процесс существенно более медленный из-за большей индуктивности дросселей, чем при экспоненциальном росте тока намагничивания силового трансформатора при его насыщении в конвертерах с питанием от источника напряжения. Это обстоятельство предоставляет ШИМ-контроллеру достаточное время для «принятия решения» и ограничения тока через ключи.
• Конвертер имеет высокий коэффициент передачи по напряжению: V₀ = 2/(1 – D) × V_inn, где V_in — напряжение питания конвертера, n — коэффициент трансформации силового трансформатора, V₀ — выходное напряжение.
• Конвертер обеспечивает гальваническую развязку между входом и выходом.

Практически, конвертер с исходной топологией может использоваться либо в регулируемом режиме с D > 0,5, либо как нерегулируемый с фиксированным коэффициентом заполнения D = 0,52–0,55 и в таком виде не представляет особого интереса, но тем не менее применяется в качестве, например, входного преобразователя напряжения солнечных панелей [2].

Возможно преобразование исходного варианта 2ДППК в регулируемый при фиксированном значении D. Для этого вводится резонансный формирующий контур, что позволяет использовать в качестве регулирующего выходное напряжение параметра частоту коммутации ключей. Одновременно с этим появляется возможность реализовать режим «мягкой» коммутации силовых транзисторов [2, 3].

Чтобы устранить основной недостаток исходной топологии — невозможность использования ШИМ-регулирования в широком диапазоне изменения 0< D< 1, у дросселей Dr1 и Dr2 вводятся дополнительные рекуперационные обмотки Wr. Полученная таким образом модификация 2ДППК может работать при 0< D< 1. Данная разновидность 2ДППК, показанная на рис. 1б, далее для краткости будет называться «базовой схемой». Несложно увидеть, что сброс тока (энергии), накопленного дросселями, возможен не только в источник питания (рис. 1б), но и в нагрузку, что и применяется [4, 5]. В этом случае коэффициент передачи конвертера по напряжению уменьшается вдвое по сравнению с исходной топологией, представленной на рис. 1а: V₀ = 1/(1 – D) × V_in.

На рис. 1в показан еще один вариант базовой схемы — дроссели Dr1, Dr2, объединенные в один магнитосвязанный дроссель, в котором каждая обмотка функционирует и как накопительная, и как рекуперационная. Такое решение сокращает количество моточных изделий в 2ДППК и расширяет возможность выбора материала магнитопровода для магнитосвязанного дросселя. Однако оно приводит к утрате двух принципиальных достоинств конвертера данного типа, поскольку при одновременном включении силовых транзисторов возникает сквозной ток, ограниченный только незначительной индуктивностью рассеивания обмоток дросселя. И кроме того, при насыщении магнитопровода трансформатора происходит фактически замыкание обмоток дросселя и, следовательно, протекание экстратоков через силовые ключи. В схеме с магнитосвязанным дросселем обязательно должны быть диоды VD1 и VD2.

Было бы естественно сравнить 2ДППК с двухтактными повышающими преобразователями других типов. Такой сравнительный анализ представлен в работе [6]. Рассматривались 2ДППК по схеме, приведенной на рис. 1а, и двухтактный преобразователь с отводом от средней точки силового трансформатора и дросселем постоянного тока в цепи питания (push-pull). Преобразователь с топологией 2ДППК обладает рядом преимуществ по сравнению с push-pull: лучшее использование силового трансформатора из-за меньшего количества обмоток, более низкое напряжение на ключевых транзисторах в закрытом состоянии, меньший эффективный ток через конденсатор выходного фильтра, меньший средний ток через дроссели (при двух дросселях, а не одном, как в push-pull) и сравнимый эффективный ток через ключевые транзисторы. В целом, 2ДППК является более эффективным, чем push-pull, при равных условиях.

При сравнении с мостовым повышающим преобразователем выяснилось, что 2ДППК демонстрирует очень близкие энергетические параметры. Главным преимуществом мостового повышающего конвертера является меньшее напряжение на закрытых ключевых транзисторах, а также вдвое меньшая индуктивность входного дросселя при прочих равных условиях. Однако 2ДППК содержит вдвое меньше активных ключей и драйверов и имеет более высокий коэффициент передачи по напряжению. Это приводит к тому, что КПД у 2ДППК на 2–5% выше, чем у мостового повышающего конвертера [7].

У базовой схемы 2ДППК больше моточных изделий, чем у повышающего мостового конвертера, поэтому предпринимаются попытки с помощью схемотехнических средств сократить количество электромагнитных элементов в схеме 2ДППК.

Одним из вариантов решения этой задачи является изготовление дросселей Dr1, Dr2 и силового трансформатора Tr1 на одном магнитопроводе. Вариант такой интеграции дросселей и трансформатора предложен в работе [8]. Необходимо отметить, что расчет подобного дроссель-трансформатора сложен. Поскольку в общем случае обмотки размещаются как на центральном, так и на боковых кернах, что требует магнитопровода с окном достаточного размера. Не все программы схемотехнического моделирования способны «работать» с такими трансформаторами. Кроме того, конвертер с интегрированным дроссель-трансформатором имеет ограничения на допустимый диапазон коэффициента заполнения импульсов управления силовыми ключами.

В данной статье предлагается новый вариант 2ДППК (рис. 2) с меньшим количеством моточных изделий, чем в базовой схеме. Так как рекуперационные обмотки дросселей могут быть подключены как к источнику питания, так и к нагрузке, достаточно в базовой схеме добавить дросселям еще по одной обмотке W2, с помощью которой они получат возможность сбрасывать накопленную энергию в нагрузку. При отсутствии нагрузки дроссели сбрасывают энергию в источник питания с помощью рекуперационных обмоток Wr. В результате этих преобразований силовой трансформатор может быть исключен из схемы.

Рис. 2. Новая разновидность полумостового повышающего конвертера без силового трансформатора

Процессы, происходящие в 2ДППК без силового трансформатора, удобно пронаблюдать на имитационной модели конвертера (рис. 3). Для моделирования используется схемотехническая САПР Micro-CAP. Модель представляет собой повышающий преобразователь с входным напряжением 12 В и выходным 300 В. Выбор такого преобразователя в качестве примера обусловлен его практической востребованностью. Если к данной схеме добавить инвертор, преобразующий постоянное напряжение 300 В в переменное 220 В/50 Гц, то получим распространенное устройство — «автомобильный инвертор напряжения». Так как 2ДППК является конвертером с питанием от «источника тока», то для управления использована модель ШИМ-контроллера Х1 с токовым режимом. «Внутренняя» цепь отрицательной обратной связи по амплитудному значению тока ключей организована с помощью датчиков тока Rc1, Rc2 и функционального элемента Е1. «Внешняя» ООС по выходному напряжению реализована с помощью делителя R3, R6. Дроссели Х4 и Х5 представляют собой идеальные трансформаторы с индуктивностями намагничивания Lm1 и Lm2 соответственно, индуктивности рассеивания приняты равными нулю. В модель введены паразитные элементы, улучшающие ее сходимость.

Рис. 3. Модель полумостового повышающего конвертера без силового трансформатора

«Осциллограммы» токов и напряжений в характерных точках модели 2ДППК в установившемся режиме показаны на рис. 4. Для удобства анализа «осциллограммы» сведены в общий графический блок. Конвертер может находиться в одном из двух состояний: первое — один из ключей замкнут, второе — оба ключа разомкнуты. Состояния конвертера показаны на рис. 5. Кратко рассмотрим работу модели конвертера на примере ключа Х2.

Рис. 4. Эпюры токов и напряжений, полученные на модели 2ДППК

Рис. 5. Состояния полумостового повышающего конвертера по схеме, приведенной на рис. 2, на разных интервалах времени:
интервал t0–t1 — ключ Х2 замкнут, Х3 разомкнут;
интервал t1–t2 — ключи Х2, Х3 разомкнуты

В момент времени t₀ ключ Х2 открывается, к обмотке намагничивания Lm1 приложено напряжение питания V_in, и ток I_Lm1 нарастает со скоростью

Напряжения на рекуперационных обмотках V_s3 и V_s4 равны –V_in, и диоды VD1, VD2 закрыты. К индуктивности Lm2 приложено напряжение –(V₀/n – V_in), вследствие чего ток I_Lm2 уменьшается со скоростью

Ток I_Lm2 протекает через первичную обмотку дросселя Х5, трансформируется во вторичную обмотку, течет через сопротивление нагрузки Ro и вторичную обмотку дросселя Х4, трансформируясь в первичную обмотку дросселя Х4 (ток I(R15) на графиках). Ток ключа Х2 равен сумме токов I_Lm1 и I(R15), а скорость его изменения

В случае идеальных дросселей Х4 и Х5, т. е. при равенстве нулю пульсаций тока в их обмотках, имеющих одинаковые параметры, можно записать

и ток ключа равен I_X2 = 2nI_out. Таким образом, индуктивность намагничивания дросселя, ключ которого находится в замкнутом состоянии, накапливает энергию, а индуктивность намагничивания дросселя, ключ которого разомкнут, отдает ток в нагрузку.

Напряжение на нагрузке в идеальном случае равно

В течение интервала времени t₁–t₂ оба ключа разомкнуты. Напряжения на обмотках дросселя Х4 меняют полярность на противоположную, напряжения на вторичных обмотках становятся равными, а сами обмотки включены встречно. Вследствие этого напряжение, приложенное к выходному диодному мосту, становится равным нулю, диоды закрыты и напряжение на нагрузке поддерживается конденсатором С8 выходного фильтра. Напряжение на рекуперационных обмотках становится равным V_s3 = V_in + V_VD1, диоды VD1 и VD2 открываются, и ток обмоток намагничивания Lm1 и Lm2 течет по цепи «первичная обмотка–рекуперационная обмотка–диод VD1 (VD2)–источник питания конвертера». Ток в индуктивностях Lm1, Lm2 уменьшается со скоростью

В это время к стокам транзисторов приложено напряжение V_S1(2) = 2V_in + V_VD1(2). Если один из ключей замкнут, то к стоку второго, разомкнутого ключа приложено напряжение нагрузки, приведенное к первичной обмотке. В момент времени t₂ открывается ключ Х3, и все процессы повторяются аналогичным образом для второго плеча конвертера.

Основное отличие характера протекающих в предлагаемом конвертере процессов от базовой схемы, показанной на рис. 1б, заключается в том, что через обмотку дросселя в базовой схеме протекает ток, равный току нагрузки, приведенный к первичной обмотке силового трансформатора, а в схеме на рис. 2 через обмотку дросселя течет ток вдвое больший. Это происходит потому, что фактически исключенный из базовой схемы трансформатор в предложенном варианте 2ДППК «распределен» между дросселями и функционально интегрирован в них. Теперь первичная и вторичная обмотки дросселей выполняют функцию обмоток силового трансформатора, а индуктивность намагничивания осуществляет функцию дросселя в базовой схеме. В остальном предлагаемый вариант 2ДППК не отличается от базовой схемы, которая подробно описана в работах [1, 2, 6].

Для экспериментальной проверки результатов моделирования был изготовлен лабораторный макет предлагаемого 2ДППК без силового трансформатора со следующими параметрами:

• диапазон напряжения питания 10,5–15 В;
• выходное напряжение (300 ±20) В;
• максимальная выходная мощность 100 Вт;
• частота преобразования 50 кГц.

Принципиальная схема лабораторного экземпляра показана на рис. 6. Так как у реальных дросселей Dr1 и Dr2 имеется некоторая индуктивность рассеивания, приводящая к появлению индуктивных выбросов на стоках транзисторов, то для их подавления в схему добавлены два «фиксирующих» конденсатора С9 и С10, которые совместно с диодами VD1, VD8 и рекуперационными обмотками W1.3 образуют фиксирующие цепи C9-VD1-W1.3/Dr1 и C10-VD8-W1.3/Dr2. Данное схемотехническое решение позволяет зафиксировать напряжение на стоках транзисторов на уровне 2V_in, а также эффективно рекуперирует запасенную в индуктивности рассеивания энергию в нагрузку [9, 10]. Минимальную емкость фиксирующего конденсатора можно оценить из соотношения:

где L_leak — индуктивность рассеивания, приведенная к первичной обмотке дросселя Dr1 (Dr2), I_{sw peak} — максимальное амплитудное значение тока ключа, V_in — напряжение питания и ∆V_sw — величина допустимого выброса напряжения на стоке ключа. Индуктивность рассеивания изготовленных дросселей составила 4,5 мкГн, индуктивность намагничивания — 146 мкГн, максимальный ток через ключи задан на уровне 14,2 А с помощью делителя R4R21, величину ∆V_sw в первом приближении можно задать равной 1 В, тогда потребуется C_fix ≥ 50 мкФ. На практике при выборе емкости и типа конденсатора приходится исходить из паспортных данных на максимальный эффективный ток для данного типа конденсатора. Поэтому в качестве каждой фиксирующей емкости использовались конденсаторы с низким эквивалентным последовательным сопротивлением Nippon Chemi-con LXV series 2200 мкФ — 25 В по два конденсатора параллельно.

Рис. 6. Схема лабораторного образца конвертера

Так как в силу особенностей работы конвертера скорость нарастания тока ключа мала, то для уверенного срабатывания токового компаратора по входу «+Cs» к сигналам ООС по току, снимаемых с вторичных обмоток трансформаторов тока Т1 и Т2, добавлено напряжение «пилы» с вывода 8 микросхемы UC3856 через эмиттерный повторитель на транзисторе VT1.

В отличие от модельного конвертера, в экспериментальном образце использован выходной выпрямитель с удвоением напряжения для уменьшения коэффициента трансформации дросселей.

Дроссели выполнены на магнитопроводах EPCOS E42/21/20 N87 с немагнитным зазором 0,8 мм между кернами. Обмотки W1.1, W1.3 и W2.1, W2.3 содержат по 24 витка в два провода ПЭВ-2 диаметром 0,9 мм, обмотки W1.2, W2.2 — по 216 витков проводом ПЭВТЛ-2 диаметром 0,315 мм. Для снижения индуктивности рассеивания обмотки дросселей размещены на каркасах чередующимися секциями.

На рис. 7 приведены осциллограммы тока и напряжения на ключе VT2 при V_in = 12 В, V₀ = 314 В и сопротивлении нагрузки R₀ = 1200 Ом, иллюстрирующие работу лабораторного экземпляра конвертера.

Рис. 7. Напряжение VDS ключевого транзистора (желтый трек, 20 В/дел.) и ток IDS (красный трек, 5 А/дел.) при Vin = 12 В, V0 = 314 В и R0 = 1200 Ом

Пиковое значение тока ключа — 11,4 А, напряжение на закрытом ключе — 26 В (без учета выброса). Возможные причины выброса на фронте V_DS: паразитная индуктивность монтажа, большое время прямого восстановления рекуперационных диодов, недостаточно низкое эквивалентное последовательное сопротивление фиксирующих конденсаторов C9, C10. На рис. 8 показана нагрузочная характеристика конвертера, полученная на лабораторном макете при заданном максимально допустимом амплитудном значении тока ключа I_DSmax = 14,2 A (зеленые точки) и на модели при I_DSmax = 16 A (черные точки) и V_in = 12 В. Величина I_DSmax  устанавливается с помощью резистора R21.

Рис. 8. Нагрузочная характеристика 2ДППК

При расчетах параметров элементов 2ДППК (см. рис. 2) можно использовать следующие основные соотношения:

• выходное напряжение конвертера V₀ = n × V_in/(1–D);
• максимальное напряжение на закрытом ключе V_sw = 2V_in + V_VD + ∆V_sw;
• индуктивность первичной обмотки дросселей L_m = (V_inDT_sw) / 2∆I_L;
• емкость выходного конденсатора (выходной выпрямитель без умножения) C₀ = (V₀DT_sw) / (4R₀∆V₀);
• амплитудный ток через обмотку дросселя и ключевой транзистор I_swpeak = I_Lm = 2I₀.

Номинал фиксирующего конденсатора рассчитывается по формуле (7), коэффициент трансформации дросселей определяется как n = N₂/N₁. Индуктивный выброс напряжения на ключе ∆V_sw , величина пульсаций тока дросселя ∆I_L , период коммутации T_sw, пульсации выходного напряжения ∆V₀ , минимальное сопротивление нагрузки R₀, напряжение питания V_in и выходное напряжение V₀ задаются разработчиком. Максимальный коэффициент заполнения D_max = 0,5. Работа конвертера при D > 0,5  возможна, но в данной статье не рассматривается. В связи с низким питающим напряжением и малой выходной мощностью конвертера цепи снижающие коммутационные потери не применялись. При изготовлении дросселей использовались магнитопроводы из феррита из соображений удобства работы с разборным сердечником. Для минимизации массогабаритных показателей дросселей следует использовать магнитопроводы с максимальной доступной индукцией насыщения, такие как Kool-Mu, High Flux, XFlux, Molypermalloy, порошковое железо.

Бестрансформаторный вариант 2ДППК может применяться и при высоком питающем напряжении, например в устройствах с питанием от промышленной сети 220 В/ 50 Гц. В этом случае потребуется использовать высоковольтные транзисторы с максимальным рабочим напряжением не менее 800 В, что может рассматриваться как минус данной топологии. Однако этот недостаток можно преодолеть, включив силовые транзисторы последовательно по питанию, а не параллельно, как в базовой схеме. Пример такого «высоковольтного» 2ДППК с мостовым вторичным выпрямителем показан на рис. 9а. На рис. 9б представлен способ замены мостового вторичного выпрямителя на двухполупериодный. Диоды VD1 и VD2 на рис. 9а являются рекуперационными.

Рис. 9. «Высоковольтный» вариант 2ДППК с двумя вариантами вторичных выпрямителей

Заключение

Предложенная в статье модификация двухтактного повышающего преобразователя может найти применение в тех же приложениях, что и преобразователи повышающего типа традиционной топологии: в качестве входного преобразователя в системах электрогенерации с использованием возобновляемых ресурсов, в электроприводе постоянного тока, в переносном оборудовании с питанием от химических источников тока и в других областях. «Высоковольтный» вариант 2ДППК может быть использован, например, в качестве источника тока в составе зарядных станций.

Следует отметить, что переход от базовой схемы 2ДППК (рис. 1б) к бестрансформаторной (рис. 2) позволяет сократить количество моточных изделий, но суммарный вес магнито­проводов и обмоточной «меди» при этом практически не уменьшается, так как исключенный из схемы силовой трансформатор фактически интегрируется в состав дросселей постоянного тока. Тем не менее предложенная топология может оказаться оптимальной в одной из областей применения.