Двухтактный повышающий преобразователь: развитие топологии
Известно большое количество конвертеров повышающего типа, в том числе и двухтактных: мостовой конвертер с дросселем постоянного тока на входе, нулевая топология

Рис. 1. Двухтактный полумостовой повышающий конвертер:
а) исходная топология;
б) базовая топология с дополнительными размагничивающими обмотками дросселей;
в) с общим магнитосвязанным дросселем
(push-pull) с дросселем постоянного тока в цепи питания и др. Рассматриваемый в данной статье конвертер и его основные разновидности были предложены в работе [1]. В зарубежной литературе за ним закрепилось название two inductor current-fed boost half-bridge converter — полумостовой повышающий конвертер с двумя дросселями на входе и гальванической развязкой между входом и выходом (далее — 2ДППК).
На рис. 1 показаны основные разновидности 2ДППК. Исходная топология приведена на рис. 1а. Питание первичной обмотки силового трансформатора Tr1 осуществляется от «источников тока» в виде дросселей постоянного тока Dr1 и Dr2. Обязательным условием нормального функционирования схемы, приведенной на рис. 1а, является управление ключами VT1, VT2 с коэффициентом заполнения D > 0,5.
Иными словами, должно быть исключено состояние, при котором оба ключа одновременно выключены, так как в этом случае возникают высоковольтные импульсы напряжения на стоках ключей из-за отсутствия у дросселей Dr1 и Dr2 путей сброса тока, накопленного в течение замкнутого состояния ключей. На практике выбирается величина Dmin = 0,52–0,55. Данная топология обладает следующими положительными свойствами:
- В конвертере 2ДППК принципиально отсутствуют сквозные токи между ключами.
- Конвертер «не боится» насыщения магнитопровода силового трансформатора — в случае «замагничивания» магнитопровода каждый ключ коммутирует токи обоих дросселей, которые линейно по времени увеличиваются в течение периода коммутации. Но этот процесс существенно более медленный из-за большей индуктивности дросселей, чем при экспоненциальном росте тока намагничивания силового трансформатора при его насыщении в конвертерах с питанием от источника напряжения. Это обстоятельство предоставляет ШИМ-контроллеру достаточное время для «принятия решения» и ограничения тока через ключи.
- Конвертер имеет высокий коэффициент передачи по напряжению: V0 = 2/(1 – D) × Vinn, где Vin — напряжение питания конвертера, n — коэффициент трансформации силового трансформатора, V0 — выходное напряжение.
- Конвертер обеспечивает гальваническую развязку между входом и выходом.
Практически, конвертер с исходной топологией может использоваться либо в регулируемом режиме с D > 0,5, либо как нерегулируемый с фиксированным коэффициентом заполнения D = 0,52–0,55 и в таком виде не представляет особого интереса, но тем не менее применяется в качестве, например, входного преобразователя напряжения солнечных панелей [2].
Возможно преобразование исходного варианта 2ДППК в регулируемый при фиксированном значении D. Для этого вводится резонансный формирующий контур, что позволяет использовать в качестве регулирующего выходное напряжение параметра частоту коммутации ключей. Одновременно с этим появляется возможность реализовать режим «мягкой» коммутации силовых транзисторов [2, 3].
Чтобы устранить основной недостаток исходной топологии — невозможность использования ШИМ-регулирования в широком диапазоне изменения 0< D< 1, у дросселей Dr1 и Dr2 вводятся дополнительные рекуперационные обмотки Wr. Полученная таким образом модификация 2ДППК может работать при 0< D< 1. Данная разновидность 2ДППК, показанная на рис. 1б, далее для краткости будет называться «базовой схемой». Несложно увидеть, что сброс тока (энергии), накопленного дросселями, возможен не только в источник питания (рис. 1б), но и в нагрузку, что и применяется [4, 5]. В этом случае коэффициент передачи конвертера по напряжению уменьшается вдвое по сравнению с исходной топологией, представленной на рис. 1а: V0 = 1/(1 – D) × Vin.
На рис. 1в показан еще один вариант базовой схемы — дроссели Dr1, Dr2, объединенные в один магнитосвязанный дроссель, в котором каждая обмотка функционирует и как накопительная, и как рекуперационная. Такое решение сокращает количество моточных изделий в 2ДППК и расширяет возможность выбора материала магнитопровода для магнитосвязанного дросселя. Однако оно приводит к утрате двух принципиальных достоинств конвертера данного типа, поскольку при одновременном включении силовых транзисторов возникает сквозной ток, ограниченный только незначительной индуктивностью рассеивания обмоток дросселя. И кроме того, при насыщении магнитопровода трансформатора происходит фактически замыкание обмоток дросселя и, следовательно, протекание экстратоков через силовые ключи. В схеме с магнитосвязанным дросселем обязательно должны быть диоды VD1 и VD2.
Было бы естественно сравнить 2ДППК с двухтактными повышающими преобразователями других типов. Такой сравнительный анализ представлен в работе [6]. Рассматривались 2ДППК по схеме, приведенной на рис. 1а, и двухтактный преобразователь с отводом от средней точки силового трансформатора и дросселем постоянного тока в цепи питания (push-pull). Преобразователь с топологией 2ДППК обладает рядом преимуществ по сравнению с push-pull: лучшее использование силового трансформатора из-за меньшего количества обмоток, более низкое напряжение на ключевых транзисторах в закрытом состоянии, меньший эффективный ток через конденсатор выходного фильтра, меньший средний ток через дроссели (при двух дросселях, а не одном, как в push-pull) и сравнимый эффективный ток через ключевые транзисторы. В целом, 2ДППК является более эффективным, чем push-pull, при равных условиях.
При сравнении с мостовым повышающим преобразователем выяснилось, что 2ДППК демонстрирует очень близкие энергетические параметры. Главным преимуществом мостового повышающего конвертера является меньшее напряжение на закрытых ключевых транзисторах, а также вдвое меньшая индуктивность входного дросселя при прочих равных условиях. Однако 2ДППК содержит вдвое меньше активных ключей и драйверов и имеет более высокий коэффициент передачи по напряжению. Это приводит к тому, что КПД у 2ДППК на 2–5% выше, чем у мостового повышающего конвертера [7].
У базовой схемы 2ДППК больше моточных изделий, чем у повышающего мостового конвертера, поэтому предпринимаются попытки с помощью схемотехнических средств сократить количество электромагнитных элементов в схеме 2ДППК.
Одним из вариантов решения этой задачи является изготовление дросселей Dr1, Dr2 и силового трансформатора Tr1 на одном магнитопроводе. Вариант такой интеграции дросселей и трансформатора предложен в работе [8]. Необходимо отметить, что расчет подобного дроссель-трансформатора сложен. Поскольку в общем случае обмотки размещаются как на центральном, так и на боковых кернах, что требует магнитопровода с окном достаточного размера. Не все программы схемотехнического моделирования способны «работать» с такими трансформаторами. Кроме того, конвертер с интегрированным дроссель-трансформатором имеет ограничения на допустимый диапазон коэффициента заполнения импульсов управления силовыми ключами.
В данной статье предлагается новый вариант 2ДППК (рис. 2) с меньшим количеством моточных изделий, чем в базовой схеме. Так как рекуперационные обмотки дросселей могут быть подключены как к источнику питания, так и к нагрузке, достаточно в базовой схеме добавить дросселям еще по одной обмотке W2, с помощью которой они получат возможность сбрасывать накопленную энергию в нагрузку. При отсутствии нагрузки дроссели сбрасывают энергию в источник питания с помощью рекуперационных обмоток Wr. В результате этих преобразований силовой трансформатор может быть исключен из схемы.
Процессы, происходящие в 2ДППК без силового трансформатора, удобно пронаблюдать на имитационной модели конвертера (рис. 3). Для моделирования используется схемотехническая САПР Micro-CAP. Модель представляет собой повышающий преобразователь с входным напряжением 12 В и выходным 300 В. Выбор такого преобразователя в качестве примера обусловлен его практической востребованностью. Если к данной схеме добавить инвертор, преобразующий постоянное напряжение 300 В в переменное 220 В/50 Гц, то получим распространенное устройство — «автомобильный инвертор напряжения». Так как 2ДППК является конвертером с питанием от «источника тока», то для управления использована модель ШИМ-контроллера Х1 с токовым режимом. «Внутренняя» цепь отрицательной обратной связи по амплитудному значению тока ключей организована с помощью датчиков тока Rc1, Rc2 и функционального элемента Е1. «Внешняя» ООС по выходному напряжению реализована с помощью делителя R3, R6. Дроссели Х4 и Х5 представляют собой идеальные трансформаторы с индуктивностями намагничивания Lm1 и Lm2 соответственно, индуктивности рассеивания приняты равными нулю. В модель введены паразитные элементы, улучшающие ее сходимость.
«Осциллограммы» токов и напряжений в характерных точках модели 2ДППК в установившемся режиме показаны на рис. 4. Для удобства анализа «осциллограммы» сведены в общий графический блок. Конвертер может находиться в одном из двух состояний: первое — один из ключей замкнут, второе — оба ключа разомкнуты. Состояния конвертера показаны на рис. 5. Кратко рассмотрим работу модели конвертера на примере ключа Х2.

Рис. 5. Состояния полумостового повышающего конвертера по схеме, приведенной на рис. 2, на разных интервалах времени:
интервал t0–t1 — ключ Х2 замкнут, Х3 разомкнут;
интервал t1–t2 — ключи Х2, Х3 разомкнуты
В момент времени t0 ключ Х2 открывается, к обмотке намагничивания Lm1 приложено напряжение питания Vin, и ток ILm1 нарастает со скоростью
Напряжения на рекуперационных обмотках Vs3 и Vs4 равны –Vin, и диоды VD1, VD2 закрыты. К индуктивности Lm2 приложено напряжение –(V0/n – Vin), вследствие чего ток ILm2 уменьшается со скоростью
Ток ILm2 протекает через первичную обмотку дросселя Х5, трансформируется во вторичную обмотку, течет через сопротивление нагрузки Ro и вторичную обмотку дросселя Х4, трансформируясь в первичную обмотку дросселя Х4 (ток I(R15) на графиках). Ток ключа Х2 равен сумме токов ILm1 и I(R15), а скорость его изменения
В случае идеальных дросселей Х4 и Х5, т. е. при равенстве нулю пульсаций тока в их обмотках, имеющих одинаковые параметры, можно записать
и ток ключа равен IX2 = 2nIout. Таким образом, индуктивность намагничивания дросселя, ключ которого находится в замкнутом состоянии, накапливает энергию, а индуктивность намагничивания дросселя, ключ которого разомкнут, отдает ток в нагрузку.
Напряжение на нагрузке в идеальном случае равно
В течение интервала времени t1–t2 оба ключа разомкнуты. Напряжения на обмотках дросселя Х4 меняют полярность на противоположную, напряжения на вторичных обмотках становятся равными, а сами обмотки включены встречно. Вследствие этого напряжение, приложенное к выходному диодному мосту, становится равным нулю, диоды закрыты и напряжение на нагрузке поддерживается конденсатором С8 выходного фильтра. Напряжение на рекуперационных обмотках становится равным Vs3 = Vin + VVD1, диоды VD1 и VD2 открываются, и ток обмоток намагничивания Lm1 и Lm2 течет по цепи «первичная обмотка–рекуперационная обмотка–диод VD1 (VD2)–источник питания конвертера». Ток в индуктивностях Lm1, Lm2 уменьшается со скоростью
В это время к стокам транзисторов приложено напряжение VS1(2) = 2Vin + VVD1(2). Если один из ключей замкнут, то к стоку второго, разомкнутого ключа приложено напряжение нагрузки, приведенное к первичной обмотке. В момент времени t2 открывается ключ Х3, и все процессы повторяются аналогичным образом для второго плеча конвертера.
Основное отличие характера протекающих в предлагаемом конвертере процессов от базовой схемы, показанной на рис. 1б, заключается в том, что через обмотку дросселя в базовой схеме протекает ток, равный току нагрузки, приведенный к первичной обмотке силового трансформатора, а в схеме на рис. 2 через обмотку дросселя течет ток вдвое больший. Это происходит потому, что фактически исключенный из базовой схемы трансформатор в предложенном варианте 2ДППК «распределен» между дросселями и функционально интегрирован в них. Теперь первичная и вторичная обмотки дросселей выполняют функцию обмоток силового трансформатора, а индуктивность намагничивания осуществляет функцию дросселя в базовой схеме. В остальном предлагаемый вариант 2ДППК не отличается от базовой схемы, которая подробно описана в работах [1, 2, 6].
Для экспериментальной проверки результатов моделирования был изготовлен лабораторный макет предлагаемого 2ДППК без силового трансформатора со следующими параметрами:
- диапазон напряжения питания 10,5–15 В;
- выходное напряжение (300 ±20) В;
- максимальная выходная мощность 100 Вт;
- частота преобразования 50 кГц.
Принципиальная схема лабораторного экземпляра показана на рис. 6. Так как у реальных дросселей Dr1 и Dr2 имеется некоторая индуктивность рассеивания, приводящая к появлению индуктивных выбросов на стоках транзисторов, то для их подавления в схему добавлены два «фиксирующих» конденсатора С9 и С10, которые совместно с диодами VD1, VD8 и рекуперационными обмотками W1.3 образуют фиксирующие цепи C9-VD1-W1.3/Dr1 и C10-VD8-W1.3/Dr2. Данное схемотехническое решение позволяет зафиксировать напряжение на стоках транзисторов на уровне 2Vin, а также эффективно рекуперирует запасенную в индуктивности рассеивания энергию в нагрузку [9, 10]. Минимальную емкость фиксирующего конденсатора можно оценить из соотношения:
где Lleak — индуктивность рассеивания, приведенная к первичной обмотке дросселя Dr1 (Dr2), Isw peak — максимальное амплитудное значение тока ключа, Vin — напряжение питания и ∆Vsw — величина допустимого выброса напряжения на стоке ключа. Индуктивность рассеивания изготовленных дросселей составила 4,5 мкГн, индуктивность намагничивания — 146 мкГн, максимальный ток через ключи задан на уровне 14,2 А с помощью делителя R4R21, величину ∆Vsw в первом приближении можно задать равной 1 В, тогда потребуется Cfix ≥ 50 мкФ. На практике при выборе емкости и типа конденсатора приходится исходить из паспортных данных на максимальный эффективный ток для данного типа конденсатора. Поэтому в качестве каждой фиксирующей емкости использовались конденсаторы с низким эквивалентным последовательным сопротивлением Nippon Chemi-con LXV series 2200 мкФ — 25 В по два конденсатора параллельно.
Так как в силу особенностей работы конвертера скорость нарастания тока ключа мала, то для уверенного срабатывания токового компаратора по входу «+Cs» к сигналам ООС по току, снимаемых с вторичных обмоток трансформаторов тока Т1 и Т2, добавлено напряжение «пилы» с вывода 8 микросхемы UC3856 через эмиттерный повторитель на транзисторе VT1.
В отличие от модельного конвертера, в экспериментальном образце использован выходной выпрямитель с удвоением напряжения для уменьшения коэффициента трансформации дросселей.
Дроссели выполнены на магнитопроводах EPCOS E42/21/20 N87 с немагнитным зазором 0,8 мм между кернами. Обмотки W1.1, W1.3 и W2.1, W2.3 содержат по 24 витка в два провода ПЭВ-2 диаметром 0,9 мм, обмотки W1.2, W2.2 — по 216 витков проводом ПЭВТЛ-2 диаметром 0,315 мм. Для снижения индуктивности рассеивания обмотки дросселей размещены на каркасах чередующимися секциями.
На рис. 7 приведены осциллограммы тока и напряжения на ключе VT2 при Vin = 12 В, V0 = 314 В и сопротивлении нагрузки R0 = 1200 Ом, иллюстрирующие работу лабораторного экземпляра конвертера.

Рис. 7. Напряжение VDS ключевого транзистора (желтый трек, 20 В/дел.) и ток IDS (красный трек, 5 А/дел.) при Vin = 12 В, V0 = 314 В и R0 = 1200 Ом
Пиковое значение тока ключа — 11,4 А, напряжение на закрытом ключе — 26 В (без учета выброса). Возможные причины выброса на фронте VDS: паразитная индуктивность монтажа, большое время прямого восстановления рекуперационных диодов, недостаточно низкое эквивалентное последовательное сопротивление фиксирующих конденсаторов C9, C10. На рис. 8 показана нагрузочная характеристика конвертера, полученная на лабораторном макете при заданном максимально допустимом амплитудном значении тока ключа IDSmax = 14,2 A (зеленые точки) и на модели при IDSmax = 16 A (черные точки) и Vin = 12 В. Величина IDSmax устанавливается с помощью резистора R21.

Рис. 8. Нагрузочная характеристика 2ДППК
При расчетах параметров элементов 2ДППК (см. рис. 2) можно использовать следующие основные соотношения:
- выходное напряжение конвертера V0 = n × Vin/(1–D);
- максимальное напряжение на закрытом ключе Vsw = 2Vin + VVD + ∆Vsw;
- индуктивность первичной обмотки дросселей Lm = (VinDTsw) / 2∆IL;
- емкость выходного конденсатора (выходной выпрямитель без умножения) C0 = (V0DTsw) / (4R0∆V0);
- амплитудный ток через обмотку дросселя и ключевой транзистор Iswpeak = ILm = 2I0.
Номинал фиксирующего конденсатора рассчитывается по формуле (7), коэффициент трансформации дросселей определяется как n = N2/N1. Индуктивный выброс напряжения на ключе ∆Vsw , величина пульсаций тока дросселя ∆IL , период коммутации Tsw, пульсации выходного напряжения ∆V0 , минимальное сопротивление нагрузки R0, напряжение питания Vin и выходное напряжение V0 задаются разработчиком. Максимальный коэффициент заполнения Dmax = 0,5. Работа конвертера при D > 0,5 возможна, но в данной статье не рассматривается. В связи с низким питающим напряжением и малой выходной мощностью конвертера цепи снижающие коммутационные потери не применялись. При изготовлении дросселей использовались магнитопроводы из феррита из соображений удобства работы с разборным сердечником. Для минимизации массогабаритных показателей дросселей следует использовать магнитопроводы с максимальной доступной индукцией насыщения, такие как Kool-Mu, High Flux, XFlux, Molypermalloy, порошковое железо.
Бестрансформаторный вариант 2ДППК может применяться и при высоком питающем напряжении, например в устройствах с питанием от промышленной сети 220 В/ 50 Гц. В этом случае потребуется использовать высоковольтные транзисторы с максимальным рабочим напряжением не менее 800 В, что может рассматриваться как минус данной топологии. Однако этот недостаток можно преодолеть, включив силовые транзисторы последовательно по питанию, а не параллельно, как в базовой схеме. Пример такого «высоковольтного» 2ДППК с мостовым вторичным выпрямителем показан на рис. 9а. На рис. 9б представлен способ замены мостового вторичного выпрямителя на двухполупериодный. Диоды VD1 и VD2 на рис. 9а являются рекуперационными.

Рис. 9. «Высоковольтный» вариант 2ДППК с двумя вариантами вторичных выпрямителей
Заключение
Предложенная в статье модификация двухтактного повышающего преобразователя может найти применение в тех же приложениях, что и преобразователи повышающего типа традиционной топологии: в качестве входного преобразователя в системах электрогенерации с использованием возобновляемых ресурсов, в электроприводе постоянного тока, в переносном оборудовании с питанием от химических источников тока и в других областях. «Высоковольтный» вариант 2ДППК может быть использован, например, в качестве источника тока в составе зарядных станций.
Следует отметить, что переход от базовой схемы 2ДППК (рис. 1б) к бестрансформаторной (рис. 2) позволяет сократить количество моточных изделий, но суммарный вес магнитопроводов и обмоточной «меди» при этом практически не уменьшается, так как исключенный из схемы силовой трансформатор фактически интегрируется в состав дросселей постоянного тока. Тем не менее предложенная топология может оказаться оптимальной в одной из областей применения.
- Wolfs P.J. A current-sourced DC-DC converter derived via the duality principle from the half-bridge converter. IEEE Trans. on Indust // Electronics, 1993, V. 40, No 1.
- Quan Li. High frequency transformer linked converters for photovoltaic applications. Dissertation for the degree of Doctor of Philosophy // Central Queensland University. Australia, 2006.
- Ivensky G., Elkin I., Ben-Yaakov S. An isolated DC-DC converter using two zero current switched IGBT`s in a symmetrical topology // IEEE PESC`94, 1994.
- Larico H.R.E., Barbi I. Double-coupled current-fed push-pull DC-DC converter: analysis and experimentation // IEEE Power Electronics Conference COBEP`09, 2009.
- Dual-coupled inductor-fed DC-DC converter for battery drive applications / C.W. Roh, S.H. Han, S.S. Hong, S.C. Sakong, M.J. Youn // IEEE Trans. on Ind. Electron, 2004, V. 51, No. 3.
- C.P. de Aragao Filho, I. Barbi. A comparison between two current-fed push-pull DC-DC converters – analysis, design and experimentation // Proc. IEEE INTELEC`96, 1996.
- An innovative boost converter for fuel cells stationary generation systems / R. Attanasio, M. Cacciato, F. Gennaro, A. Consoli // The 30th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, 2004.
- Yan L., Lehman B. An integrated magnetic isolated two-inductor boost converter: analysis, design and experimentation // Trans. On Power Electron, 2005, V. 20, No. 2.
- Machin N., Dekter J. New lossless clamp for single ended converters // IEEE Telecom. Energy Conference, INTELEC`97, 1997.
- Vogman V. Nondissipative clamping benefits DC-DC converters // Power Electronic Technology, 2005, Sept.
Достаточно интересная топология. На фоне завсегдатых топологий выглядит как пища для мозгов, спасибо огромное за статью