Эффективный источник питания разрядных ламп высокого давления

Светильники с разрядными лампами высокого давления (РЛВД) занимают лидирующее положение в наружном освещении. Однако нарастающая конкуренция со светодиодными светильниками заставляет производителей совершенствовать характеристики как самих разрядных ламп, так и их источников питания (ИП) — электронных пускорегулирующих аппаратов (ЭПРА).

Основные усилия разработчиков сосредоточены на повышении КПД преобразования энергии и снижении стоимости ИП. Высокий КПД позволяет компенсировать начальные затраты по мере увеличения срока службы ИП, который напрямую связан с температурой приборов, увеличивающейся с ростом потерь. Уменьшение потерь мощности обеспечивает снижение температуры внутри корпуса ЭПРА и, соответственно, улучшение условий охлаждения изделий, чей ресурс наиболее критичен к температуре, например электролитических конденсаторов.

Следует отметить, что схемная реализация ИП РЛВД сложнее, чем ИП светодиодных светильников. Это вызвано спецификой нагрузки. Для исключения явлений катафореза и акустического резонанса питание РЛВД производится прямоугольным током низкой частоты (70–800 Гц). Зажигание ламп происходит на повышенном напряжении (2–4 кВ), что также требует усложнения схемы.

Обычно при построении ИП используются трех-каскадная или двухкаскадная схемы преобразования. Первая содержит корректор коэффициента мощности (ККМ), понижающий преобразователь постоянного тока и мостовой инвертор. Вторая — ККМ и мостовой инвертор, осуществляющий регулирование тока лампы собственными средствами путем широтно-импульсной модуляции (ШИМ).

Для повышения эффективности ИП очевидным техническим решением было бы применение полумостовой схемы инвертора. Однако такое решение до последнего времени считается проблематичным из-за возможной асимметрии нагрузки (различной проводимости лампы при токах прямой и обратной полярности). Требуется достаточно жесткое поддержание напряжения на разделительных конденсаторах (на уровне половины напряжения питания) при возникновении асимметрии проводимости нагрузки. Относительно хорошо это требование выполняется для схем, в которых формируются два независимых напряжения постоянного тока. Обычно для этого используется обратноходовой преобразователь, который выполняет также функции ККМ [1, 2]. Однако он уступает повышающему преобразователю по энергетическим и массогабаритным показателям. В другом подобном техническом решении [3] функции корректора выполняет понижающий/повышающий преобразователь (Buck-Boost PFC). Однако он сложнее и менее экономичен, чем повышающий.

В качестве альтернативы в ряде публикаций предлагается схема ИП, в котором первый каскад — это ККМ на базе повышающего преобразователя, второй — полумостовой инвертор с разделительными конденсаторами [4, 5]. Для поддержания тока на заданном уровне в [4] используется регулирование тока по ошибке. Однако такая схема не решает проблемы работы на асимметричную нагрузку. В [5] применена релейная двухпозиционная система регулирования выходного тока инвертора. Такая схема более работоспособна, но при значительных различиях проводимости лампы при положительном и отрицательном направлении тока искажается кривая выходного тока, что приводит к существенному изменению напряжения на разделительных конденсаторах. Соответственно, это снижает устойчивость работы инвертора, особенно при высоких значениях напряжения на лампе.

Предлагается дополнительно к релейному регулятору тока добавить в блок управления релейный регулятор напряжения на разделительном конденсаторе. На рис. 1 приведен пример построения схемы инвертора такого ИП.

Рис. 1. Электрическая схема инвертора ИП РЛВД

Силовая часть инвертора выполнена по полумостовой схеме на транзисторах VT1, VT2 и содержит один разделительный конденсатор С2. Для сглаживания тока лампы используется LCL-фильтр, содержащий дроссель L1, конденсатор С3 и трансформатор зажигания TV1, последовательно со вторичной обмоткой которого подключается разрядная лампа. Блок зажигания в варианте рис. 1 содержит подсоединенную к конденсатору С3 последовательную цепь, включающую резистор R5, первичную обмотку трансформатора TV1 и конденсатор С6. При достижении порога срабатывания динистора VS1 происходит разряд конденсатора С6 через первичную обмотку трансформатора TV1.

Для контроля выходного тока инвертора (дросселя L1), среднее значение которого примерно соответствует действующему току лампы, используется резистивный датчик R2. Измерение потребляемой мощности осуществляется при помощи датчика R1, контролирующего входной ток инвертора. При стабильном напряжении на входе инвертора (выходное напряжение ККМ) потребляемая мощность и, соответственно, мощность лампы пропорциональны среднему току через резистор R1.

Система управления инвертором состоит из драйвера полумоста, релейного регулятора тока дросселя L1, релейного регулятора напряжения на разделительном конденсаторе С2 и ПИ-регулятора мощности лампы (DA5), на выходе которого формируется сигнал задания амплитуды тока. Для формирования инверсного значения амплитуды используется инвертирующий усилитель на операционном усилителе DA4. Релейный регулятор тока дросселя L1 выполнен на компараторе DA2:1 с положительной обратной связью, формирующей петлю гистерезиса. Питание компаратора DA2:1 производится напряжением с выходов DA4 и DA5, пропорциональным верхнему уровню тока дросселя L1. Нижний уровень тока пропорционален напряжению, формируемому узлом на транзисторах VT4, VT5, в коллекторную цепь которых включены стабисторы VD4, VD5. Работа регулятора тока синхронизирована на низкой частоте релейным регулятором напряжения на компараторе DA3:3, инверсный сигнал которого управляет транзисторами VT4, VT5. Временные диаграммы работы системы управления и силовой части инвертора приведены на рис. 2.

Рис. 2. Временные диаграммы напряжений и токов в цепях инвертора

При работе на симметричную нагрузку каждый предыдущий полупериод равен по времени последующему. Если нагрузка несимметрична (что может быть на начальном этапе прогрева лампы или при неисправной лампе, когда условия эмиссии на одном из электродов ухудшены), значения тока лампы на каждом из полупериодов будут отличаться. Тогда схема автоматически изменяет длительность полупериода. При этом заряд, получаемый разделительным конденсатором, равен теряемому заряду. Поэтому среднее напряжение на разделительном конденсаторе будет неизменно. Это позволяет иметь равнозначные условия поддержания разряда при различном направлении тока. Более того, нет жестких требований к точности поддержания значений напряжения, задающих амплитуду тока в одном и другом направлении, поскольку при отличии средних значений тока напряжение на С2 останется на уровне половины напряжения питания.

Недостатком полумостовой схемы является относительно небольшой запас по рабочему напряжению лампы. Поэтому ее можно рекомендовать для разрядных ламп с рабочим напряжением, не превышающим 100 В. Наиболее эффективно применение такой схемы для питания относительно маломощных ламп (20, 35, 70 Вт). Именно в диапазоне малых мощностей существенное значение имеет стоимость источника питания.

Уменьшенное в два раза (по сравнению с мостовой схемой) напряжение холостого хода может вызвать затруднение при зажигании металлогалогенных ламп (МГЛ). Поэтому рекомендуется производить зажигание на постоянном токе при напряжении на лампе, близком к напряжению питания инвертора. Это условие можно обеспечить, если зашунтировать разделительный конденсатор на время пуска резистором, падение напряжения на котором после зажигания не превысит 30–50 В, а длительность протекания тока составит несколько секунд. Это позволит осуществить переход на переменный ток с прогретыми электродами, то есть реализовать щадящий «мягкий» пуск лампы. Наиболее целесообразно использовать для этой цели позистор (R8 на рис. 1), который желательно отключать после пуска для снижения общих потерь мощности.

Временные диаграммы, поясняющие работу инвертора при «мягком» пуске лампы, приведены на рис. 3. После включения инвертора заряжается конденсатор С3 выходного фильтра практически до напряжения питания, поскольку разделительный конденсатор С2 зашунтирован позистором R8. После заряда конденсатора С6 до порога срабатывания динистора VS1 происходит его разряд через первичную обмотку трансформатора TV1. На вторичной обмотке трансформатора генерируется высоковольтный импульс, обеспечивающий зажигание разрядной лампы. После зажигания некоторое время ток протекает через позистор, вызывая его нагрев. При достижении критической температуры сопротивление позистора начинает резко увеличиваться. Одновременно начинается рост напряжения на разделительном конденсаторе. При достижении верхней границы происходит смена полярности тока в дросселе L1 и напряжение на разделительном конденсаторе начинает уменьшаться. При достижении напряжением нижней границы осуществляется смена полярности тока, и конденсатор С2 вновь начинает заряжаться. Период T_н и частота f_н тока лампы i_л определяется формулой:

где V_max, V_min — соответственно максимальное и минимальное значения напряжения на разделительном конденсаторе.

Рис. 3. Временные диаграммы, поясняющие работу инвертора в режиме пуска

Значение тока лампы после зажигания определяется максимально возможным напряжением на выходе регулятора мощности DA5. После прогрева лампы и выхода на номинальную мощность начинается снижение тока лампы по мере увеличения температуры горелки, вплоть до установившихся значений.

При формировании тока дросселя L1 реализуется знакопеременная кривая, что позволяет осуществить так называемый режим синхронного выпрямления и «мягкое» включение силовых транзисторов. Общие потери мощности P_VT в полупроводниковых приборах для такого режима определяются потерями МДП-транзисторах во включенном состоянии P_VTON и потерями на выключение P_VToff:

В формулах (3), (4): γ = I_min/I_max; I_max — максимальное мгновенное значение тока дросселя; I_min — минимальное мгновенное значение тока дросселя; V — напряжение на входе инвертора; I_VT1RMS, I_VT2RMS, I_L1RMS — действующее значение тока в транзисторах VT1, VT2 и дросселе L1 соответственно; R_DS(ON) — со-противление транзистора во включенном со-стоянии; t_f — время спада тока; f — частота переключения. Потери мощности в каждом из транзисторов составляют половину общих потерь.

При номинальном напряжении V_л разрядной лампы значение индуктивности дросселя L1 может быть определено из формулы:

Задаваясь минимальным значением тока дросселя из условия обеспечения «мягкой» коммутации, максимальное значение можно вычислить по номинальному значению тока лампы:

Выбор конденсатора фильтра следует про-изводить, принимая во внимание ограничения, определяемые спецификой нагрузки, а именно: допустимые пульсации тока лампы, не провоцирующие акустический резонанс; устойчивость системы при работе на нелинейную резистивную нагрузку с отрицательным импедансом [6]. При заданном значении пульсаций тока лампы ΔI_л емкость конденсатора фильтра С3 можно определить по формуле:

При расчете индуктивности L2TV1 вторичной обмотки трансформатора зажигания следует учитывать минимально допустимое значение индуктивности первичной обмотки, вычисляемое по длительности импульса зажигания t_и, коэффициент трансформации n и емкость конденсатора C6:

В процессе апробирования предлагаемого технического решения произведен расчет, моделирование и макетирование ИП для МГЛ 20, 35, 70 Вт и натриевых ламп 70, 100 Вт согласно разработанной схеме рис. 1. Ниже при-ведены осциллограммы токов и напряжений, иллюстрирующие работу ИП c МГЛ CDM-T70WG12 в установившемся режиме (рис. 4, 5б) и непосредственно после зажигания (рис. 5а).При реализации питания натриевых ламп по схеме рис. 1 возникают трудности, связанные с работой инвертора на «старую» лампу. Известно, что с течением времени в процессе эксплуатации повышается рабочее напряжение натриевой лампы (на 1–2 В на каждые 1000 ч горения) [7]. Этот рост связан с убылью натрия в течение срока службы, а также с «утеплением» разрядной трубки за счет ее потемнения вблизи электродов. Желательно следить за рабочим напряжением лампы и повышать напряжение питания инвертора по мере старения лампы, что технически реализуемо. Однако здесь есть ограничения по напряжению питания инвертора 420–430 В, определяемые рабочим напряжением применяемых МДП транзисторов (600–650 В) и электролитического конденсатора ККМ (450 В). Также рекомендуется при выборе разделительного конденсатора ограничить уровень пульсаций напряжения на нем на уровне, не превышающем 10–15 В.

Рис. 4. Осциллограммы выходного тока инвертора (СН1) и напряжения на разделительном конденсаторе (СН2)

Рис. 5. Осциллограммы тока (СН1) и напряжения (СН2) лампы CDM+T70WG12:
а) после зажигания;
б) в режиме стабилизации мощности

Заключение

• Релейное регулирование тока лампы и релейная система регулирования напряжения на разделительном конденсаторе обеспечивают устойчивую работу инвертора на разрядную лампу высокого давления.
• Применение полумостовой схемы инвертора и режима синхронного выпрямления при знакопеременном токе дросселя фильтра позволяет увеличить КПД и снизить стоимость источника питания разрядной лампы.
• Схема может быть рекомендована для построения источников питания металлогалогенных и натриевых ламп с рабочим напряжением до 100 В.