Силовая электроника №3'2006

Улучшение свойств несимметричных полумостовых DC-DC преобразователей напряжения

Валерий Мелешин
Денис Овчинников


Применение описанных в статье мер позволяет несимметричным полумостовым DC-DC преобразователям напряжения успешно конкурировать с топологией мостового преобразователя напряжения с фазовым сдвигом до выходной мощности 2000 Вт.


Несимметричные полумостовые DC-DC преобразователи напряжения обладают рядом неоспоримых достоинств перед другими схемными решениями: позволяют реализовать переключение транзисторов на нуле напряжения (ПНН), используют только два транзистора на первичной стороне, а напряжение на запертых ключах не превышает Uвх. Это позволяет использовать их в преобразователях напряжения и системах электропитания различного назначения. Известно несколько топологий DC-DC преобразователей напряжения, отличающихся друг от друга главным образом построением вторичной стороны преобразователя напряжения: с однополупериодным и двухполупериодным выпрямителем; слаживающим фильтром C и LC; с двумя силовыми трансформаторами; с выпрямителем, выполненным на основе удвоителя тока; с интегрированным магнитным элементом (ИМЭ) [1, 2].

Недостатки DC-DC преобразователей напряжения обнаруживаются при его работе в широком диапазоне входных или выходных напряжений. Эти недостатки значительны, и они сужают возможные области применения DC-DC преобразователей напряжения, ухудшают надежность и не позволяют увеличить удельную мощность источника питания.

Сравнение DC-DC преобразователей напряжения с другими схемными решениями

Рассмотрим одну из основных топологий DC-DC преобразователей напряжения, использующую двухполупериодный выпрямитель с низкочастотным LC-фильтром (рис. 1).

Рис. 1. Несимметричный полумостовой преобразователь с двухполупериодным выпрямителем и LC_фильтром
Рис. 1. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с двухполупериодным выпрямителем и LC_фильтром

Обратные напряжения без учета знака на силовых диодах D1 и D2 определяются следующим образом:

силовой диод D1: UD1 = Uвых/(1–D), (1)

силовой диод D2: UD2 = Uвых/D, (2)

где D — коэффициент заполнения импульсов, под которым понимается отношение длительности включенного состояния транзистора Т1 к периоду переключения.

Принимая обычные допущения и полагая, что в схеме на рис. 1 W21 = W22, регулированная характеристика (РХ) DC-DC преобразователей напряжения в режиме непрерывного тока дросселя может быть записана так:

M = Uвых/Uвх = 2?D?(1–D)?n, (3)

где n = W21/W1 = W22/W1, 0 ? D ? 0,5.

Выбор n выполняется для максимального значения D, которое для идеального случая равно 0,5. Используя (3), получим:

n = Mmax/(2?0,5? (1–0,5)) = 2?Mmax. (4)

Напряжения на силовых диодах могут быть выражены из (1) и (2) с учетом (3) и (4):

UD1 = 4UвхMmaxD, (5)

UD2 = 4UвхMmax(1–D). (6)

При проектировании DC-DC преобразователей напряжения возможны два предельных случая:

1. Uвх изменяется в широком диапазоне, в то время как Uвых стабилизируется в узких пределах и остается почти постоянной величиной.

2. Uвх практически не изменяется (как, например, в преобразователе напряжения, работающем от корректора коэффициента мощности), в то время как Uвых может изменяться в широких пределах и зависит от состояния и условий работы аккумуляторной батареи. Можно показать, что силовой диод D2 в DC-DC преобразователях напряжения (рис. 2) оказывается в тяжелом режиме по напряжению, то есть к запертому силовому диоду приложено обратное напряжение, превосходящее выходное в несколько раз. В то же самое время ток, проходящий через силовой диод D2, возрастает при уменьшении D.

Рис. 2. Относительные напряжения на диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвых = const и изменяющемся Uвх
Рис. 2. Относительные напряжения на силовых диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвых = const и изменяющемся Uвх

Такое состояние одного из силовых диодов схемы (возрастание тока и обратного напряжения при уменьшении D) характерно для DC-DC преобразователей напряжения при любом построении вторичной стороны преобразователя.

Можно сравнить обратные напряжения на силовых диодах DC-DC преобразователей напряжения с напряжениями на диодах в других известных типах конверторов — прямоходовом и мостовом.

На рис. 2 и 3 показаны нормализованные напряжения на силовых диодах для трех схем в функции относительного коэффициента PX () для двух случаев: стабилизация Uвых, когда Uвх меняется (рис. 2), и изменение Uвых в широких пределах при постоянном значении Uвх (рис. 3). Параметр = M/Mmax, Mmax = Uвых/Uвхmin в первом случае и Mmax = Uвых max/Uвх во втором.

Рис. 3. Относительные напряжения на диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвх = const и изменяющемся Uвых
Рис. 3. Относительные напряжения на силовых диодах в зависимости от коэффициента передачи регулировочной характеристики для различных схем при Uвх = const и изменяющемся Uвых

Как в первом, так и во втором случаях напряжение на силовом диоде D2 в DC-DC преобразователей напряжения значительно превышает напряжение на диодах в других схемах (рис. 2-3). Последнее является существенным недостатком DC-DC преобразователей напряжения — тяжелые условия работы одного из выходных силовых диодов и, как следствие, необходимость выбора этого диода с более высоким допустимым напряжением. В результате ухудшаются основные параметры преобразователя напряжения.

Вторым серьезным недостатком DC-DC преобразователей напряжения является потеря включения транзистора Т1 при нуле напряжения при уменьшении коэффициента заполнения. Условие обеспечения ПНН для ключа Т1 состоит в выполнении неравенства [1]:

где;

Ls, L? — индуктивности рассеяния и намагничивания силового трансформатора, определяемые для обмотки W1; СТ — средняя выходная емкость ключа; IH — ток нагрузки. Из неравенства следует, что снижение D — уменьшение левой части по сравнению с правой — действительно может привести к потере ПНН, что, в свою очередь, означает возрастание потерь в ключе Т1.

Дополнительно отметим, что при возрастании «несимметричности» DC-DC преобразователей напряжения, что происходит при снижении D, увеличиваются потери в ключах первичной стороны, оболочках силового трансформатора и выходных силовых диодах.

Еще один недостаток DC-DC преобразователей напряжения заключается в том, что пульсации выходного напряжения следуют с частотой переключения транзисторов, а не с удвоенной частотой, как это происходит в симметричных схемах — мостовых, полумостовых или двухтактных. Поэтому при жестких требованиях к выходным пульсациям DC-DC преобразователей напряжения приходится либо увеличивать размеры сглаживающего фильтра, либо увеличивать частоту переключения, что в итоге приводит к ухудшению основного показателя преобразователя напряжения — снижению его удельной мощности.

Возможные решения

В ряде работ предлагались решения, направляемые на улучшение работы DC-DC преобразователей напряжения и снижение максимального обратного напряжения на одном из силовых диодов. В двухтрансформаторной схеме DC-DC преобразователей напряжения предложено выполнить неравные витки двух силовых трансформаторов [3]. Этот же подход может быть использован в схеме с LC-фильтром (рис. 1), если применить отвод обмотки дросселя и подключить к нему катод силового диода D2. Результат будет аналогичен тому, что получается в двухтрансформаторной схеме, выполненной с неравными коэффициентами трансформации — обратное напряжение на диоде D2 будет уменьшено.

Недостатком описанного метода является возрастающее неравенство токов и рассеиваемой мощности в компонентах как первичной, так и вторичной сторон преобразователя напряжения. В результате последует неодинаковый нагрев компонентов силовой части и снижение КПД. Кроме того, в токе выходного силового конденсатора появляются скачки, что приводит к еще большему возрастанию выходных пульсаций.

Необходимо упомянуть еще раз об одном техническом решении [4], суть которого сводится к включению в первичную сторону преобразователя напряжения дополнительного ключа и последовательно соединенного с ним силового диода (Т3, D3) (рис. 4).

Рис. 4. Несимметричный полумостовой преобразователь с дополнительными ключом и диодом на первичной стороне
Рис. 4. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с дополнительными ключом и силовым диодом на первичной стороне

Авторы этого решения предложили преобразователь напряжения с выходным удвоителем тока. Ключ Т3 отпирается непосредственно после отпирания ключа Т2, а его запирание происходит перед отпиранием ключа Т1 и после запирания Т2. В отличие от обычной схемы DC-DC преобразователей напряжения длительности включенного состояния ключей Т1 и Т2 в схеме на рис. 4 остаются равными при любом значении коэффициента заполнения. Дополнительная цепь (Т3, D3) создает нулевую паузу на обмотках силового трансформатора при запертых ключах Т1 и Т2. Режим работы схемы становится симметричным, и повышенное напряжение на выходном силовом диоде (в данном случае D2) не появляется. Недостатками схемы являются потери в Т3 и D3 при их включении и в интервале открытого состояния Т3. Кроме того, требуется усложненный алгоритм управления всеми ключами схемы.

Строго говоря, схема с тремя ключами перестает быть несимметричным полумостом и по принципу работы скорее напоминает работу мостовой схемы с фазовым управлением.

Все рассмотренные усовершенствования DC-DC преобразователей напряжения предполагают структуру преобразователя напряжения неизменной, при этом не происходит смены алгоритма работы ключей при уменьшении или увеличении входного (выходного) напряжения.

Существует другой способ устранения недостатков, присущих DC-DC преобразователям напряженияН. Он заключается в создании силовой части, адаптивно реагирующей на изменения, которые происходят на входе или выходе преобразователя напряжения. Идея решения изложена в работе [5], показана применительно к преобразователю напряжения с удвоителем тока на вторичной стороне (рис. 5) и рассматривает случай работы при понижении входного напряжения преобразователя напряжения на короткое время (например, пропадание напряжения на один период сети).

Рис. 5. Несимметричный полумостовой преобразователь с удвоителем тока и отводами вторичной обмотки
Рис. 5. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с удвоителем тока и отводами вторичной обмотки

Авторы указали также на возможность работы схемы при широком изменении входного напряжения. Когда напряжение Uвх высокое, ключ Т должен быть выключен, работают только силовые диоды D1 и D2, а когда Uвх снижается и достигает определенного порога, ключ Т включается, при этом в работу вступают диоды D3 и D4.

Уменьшение выходных пульсаций в DC-DC преобразователях напряжения может быть достигнуто изменением соотношения витков на вторичной стороне силового трансформатора (например, W21 и W22 на рис. 1) [6, 7].

Для схемы на рис. 1 напряжение на входе LC-фильтра изменяется, как показано на рис. 6, где n1, n2 — отношение витков W21/W1 и W22/W1 соответственно. При n1 = n2 пульсации оказываются нулевыми при D = 0,5 и возрастают по мере снижения D.

Рис. 6. Напряжение на входе LC_фильтра несимметричного полумостового преобразователя
Рис. 6. Напряжение на входе LC-фильтра несимметричного полумостового преобразователя нпряжения 

В общем случае пульсации отсутствуют при выполнении условия:

Uвх(1–D)n1 = UвхDn2,

или n1/n2 = D/(1–D). (7)

Равенство (7) означает, что можно добиться нулевых выходных пульсаций для любого заданного значения D, то есть для любого входного или выходного напряжения преобразователя напряжения.

При D < 0,5 и нулевых пульсациях имеем n1 < n2. Выполняя условие (7), необходимо провести расчет тока намагничивания силового трансформатора с тем, чтобы не допустить насыщения его сердечника во всех режимах.

Для схемы на рис. 1, считая средний ток в силовом конденсаторе С равным нулю, запишем соотношение, связывающее ток нагрузки и постоянную составляющую тока намагничивания I?:

Ic = I? + IHn1D - Ihn2(1–D) = 0.

Откуда имеем:

I = IН[(1-D)n2- Dn1]. (8)

При W21 = W22, то есть при n = n1 = n2, из (8) получим:

I = IНn (1–2D). (9)

Сравнение (8) и (9) показывает, что, выполняя неравенство n1 < n2 для снижения пульсаций на выходе, необходимо учитывать при этом возрастание тока I для одного и того же значения D. Следовательно, может потребоваться увеличение зазора в сердечнике или изменение начальной проницаемости сердечника, выполняемого без зазора (кольцевые сердечники из аморфного сплава или материала Cool M?).

Предлагаемые решения

Адаптивная структура выходного каскада DC-DC преобразователей напряжения может быть использована для другого режима преобразователя напряжения, широко используемого, в частности, в телекоммуникациях. В таком применении DC-DC преобразователь напряжения является второй ступенью транзисторного выпрямителя и его входное напряжение изменяется очень слабо.

Более того, кратковременные или продолжительные провалы сетевого напряжения не оказывают влияния на выходное напряжение потребителя, если используется аккумуляторная батарея (АБ).

Выходное напряжение DC-DC преобразователя напряжения должно изменяться в широких пределах, диктуемых АБ, а если происходят значительные перегрузки или короткое замыкание, Uвых может приближаться к нулю.

Характеристики DC-DC преобразователя напряжения для случая широкого изменения выходного напряжения показаны на рис. 7.

Рис. 7. Выходная характеристика DC_DC_ преобразователя при широком диапазоне изменения выходного напряжения
Рис. 7. Выходная характеристика DC-DC преобразователя напряжения при широком диапазоне изменения выходного напряжения

Управление ключом Т (рис. 5) теперь должно вестись не от входного, а от выходного напряжения. Этот принцип реализуется без каких либо затруднений в преобразователе напряжения с любым построением вторичного каскада, включающего, например, два силовых трансформатора или интегрированный магнитный элемент. На рис. 8 показана модификация схемы рис. 1 — DC-DC преобразователи напряжения с адаптированной структурой, двухполупериодным выпрямителем и LC-фильтром.

Рис. 8. Несимметричный полумостовой преобразователь с LC_фильтром и отводом вторичной обмотки
Рис. 8. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с LC-фильтром и отводом вторичной обмотки

В схеме по рис. 8 силовой трансформатор Тр обеспечивает состояние D (импульса) преобразователя напряжения. Ключ Т может управляться от входного или выходного напряжений преобразователя напряжения в зависимости от предъявляемых к нему требований. Когда ключ Т замкнут, РХ определяется соотношением:

M1 = Uвых/Uвх = D1(1–D1)n11,

где n11 = (W21+W23)/W1.

Коэффициент заполнения D1 изменяется от возможного максимального значения до минимального, когда транзистор Т выключается. Если Т размыкается (работают силовые диоды D2 и D3), РХ будет равна:

M2 = D2(1-D2)n22,

где n22 = (W22+W23)/W1.

В этом случае D2 изменяется от возможного максимального значения, а когда Uвх возрастает или Uвых уменьшается, напряжение на запертом силовом диоде D3 будет снижено. Эффективность работы схемы для случая Uвх = сonst можно увидеть на рис. 9.

Рис. 9. Эффективность работы DC_DC_преобразователя, выполненного по схеме рис. 8, для случая Uвх = const
Рис. 9. Эффективность работы DC-DC преобразователя напряжения, выполненного по схеме рис. 8, для случая Uвх = const

При определенном значении Uвых (то есть при определенном значении М) формируется управляющий сигнал, переключающий транзистор Т, при этом происходят скачкообразные изменения D и напряжения на запертом силовом диоде.

Еще одна схема DC-DC преобразователей напряжения, в которой основной и дополнительный силовые диоды подключаются к накопительному конденсатору, показана на рис. 10.

Рис. 10. Несимметричный полумостовой преобразователь с C_фильтром и отводом вторичной обмотки
Рис. 10. Несимметричный полумостовой преобразователь напряжения с C-фильтром и отводом вторичной обмотки

Когда транзистор Т1 включен, оба силовых диода выключены, а при выключенном Т2 работает один из диодов D1 и D2. В данной схеме переключение Т происходит в ответ на сигнал, получаемый от входного или выходного напряжения. Максимальное значение Uвых в схеме рис. 10 определяется индуктивностью рассеяния силового трансформатора LS, емкостью силового конденсатора Свых и соответствует значениям D = 0,6… 0,7. При переключении транзистора Т происходит переход от одной регулировочной характеристики к другой.

В публикациях [8, 9, 10] показаны различные технические решения, реализующие адаптивный метод при работе DC-DC преобразователей напряжения от неизменяющегося постоянного входного напряжения при выходном напряжении, изменяющемся в широких пределах.

Экспериментальные результаты

Адаптивный выходной каскад был проверен в преобразователе напряжения, который являлся второй ступенью транзисторного выпрямителя (ТВ), содержащего повышающий корректор коэффициента мощности в первой ступени. ТВ был выполнен первоначально на выходную мощность 850 Вт, а затем на 1000 Вт в той же конструкции.

Диапазон рабочего выходного напряжения 42-59 В, напряжение сети изменяется в пределах 85-300 В при полной мощности в диапазоне напряжений сети 175-300 В и со снижением мощности до 50% от номинальной при напряжении сети 85 В. КПД обоих выпрямителей 91-93% при нагрузке от 50% до номинальной, выходном напряжении 54,4 В и напряжении сети 220 В.

Электрическая схема силовой части DC-DC преобразователей напряжения соответствует рис. 8. Сердечник трансформатора — ETD 44, феррит N87, число витков обмотки W1 — 25. Частота переключения транзисторов DC/DC равна 93 кГц. Ключ Т типа SPP80N0832L; D1, D2 — для мощности 850 Вт STTH 2003 с t = 35 нс (оба силовых диода в одном корпусе).

При мощности 1000 Вт D1, D2 — STTH3003 (t = 40 нс). Диод D3 — STTH2003 (850 Вт) и STTH3003 (1000 Вт). Выходной дроссель выполнен на сердечнике из аморфного железа MP3310LDG. Выходная характеристика ТВ с выходной мощностью 850 Вт показана на рис. 11. Сигналы на ключ Т поступают через оптронную развязку от микропроцессора ATmega8535. Пороги включения и выключения ключа Т установлены на 47 и 46 В для ТВ850 Вт и на 40-39 В для ТВ1000 Вт.

Рис. 11. Предельная выходная характеристика DC_DC_преобразователя с выходной мощностью 850 Вт
Рис. 11. Предельная выходная характеристика DC-DC преобразователя напряжения с выходной мощностью 850 Вт

На рис. 12 для ТВ850 Вт показаны напряжения на силовом диоде D3, когда Т включен (рис. 12а Uвых = 46,5 В) и когда Т выключен (рис. 12б Uвых = 45,5 В). Из осциллограмм можно видеть, насколько полезным является применение адаптивной структуры: начиная с выходного напряжения 46 В и ниже, напряжение на запертом диоде D3 значительно уменьшается (на осциллограммах снижение произошло на 60 В).

Рис. 12. Напряжение на диоде D3 (схема рис. 8): а) Uвых = 46,5 B, транзистор Т включен; б) Uвых = 45,5 B, транзистор Т выключен
Рис. 12. Напряжение на силовом диоде D3 (схема рис. 8): а) Uвых = 46,5 B, транзистор Т включен; б) Uвых = 45,5 B, транзистор Т выключен

Режим работы DC-DC преобразователей напряжения после выключения транзистора Т становится более симметричным, что способствует снижению потерь в силовых компонентах.

Для проверки влияния «перекоса» витков вторичной обмотки на пульсации выходного напряжения ТВ на 1000 Вт был выполнен в двух вариантах. В первом вторичные витки были выполнены следующим образом (рис. 8): W21 = 8, W22 = 5, W23 = 8.

Во втором варианте витки были изменены следующим образом: W21 = 6, W22 = 3, W23 = 10. Эффективные значения пульсаций, полученные с помощью измерителя шумов и сигналов низкой частоты ИШС-НЧ, приведены в таблице 1.

Таблица 1
Таблица 1

Можно видеть, что при любых значениях токов нагрузки и любых уровнях выходного напряжения «перекос» вторичных витков позволил значительно (в 1,5-3 раза) уменьшить уровень выходных пульсаций. Поэтому с запасом выполнены нормы по выходным пульсациям для источников питания, применяемых в аппаратуре связи. При «перекосе» вторичных витков (n1 < n2) увеличен зазор в сердечнике — на 30% для предотвращения его насыщения из-за возрастания тока намагничивания (8).

На рис. 13 показаны плата DC-DC преобразователя напряжения в сборке и внешний вид транзисторного выпрямителя с выходной мощностью 850 и 1000 Вт.

Рис. 13. Плата DC_DC_преобразователя и транзисторный выпрямитель в корпусе
Рис. 13. Плата DC-DC преобразователя напряжения и транзисторный выпрямитель в корпусе

В последнем случае удельная мощность выпрямителя составила 460 Вт/дм3 (габаритные размеры 84?86?300 мм).

Выводы

Применение силового трансформатора с отводом дополнительного силового диода и ключа позволяет улучшить все свойства DC-DC преобразователей напряжения при изменении не только входного, но и выходного напряжения. Адаптивная структура с отводом может быть использована при любой выходной топологии DC-DC преобразователей напряжения. Эффективным средством снижения выходных пульсаций является «перекос» вторичных обмоток силового трансформатора, при этом зазор в сердечнике должен быть увеличен. Применение перечисленных мер позволяет DC-DC преобразователям напряжения успешно конкурировать с топологией мостового преобразователя напряжения с фазовым сдвигом до выходной мощности 2000 Вт.

Литература

  1. Мелешин В. И. Транзисторная преобразовательная техника. М.: «Техносфера». 2005.
  2. Korotkov S., Meleshin V., Nemchinov A., Fraidlin S. Small-Signal Modeling of Soft-Switched Asymmetrical Half-Bridge DC-DC Converter». APEG. 1995.
  3. Miftakhutdinov R., Meleshin V., Nemchinov A., Fraidlin S. Modified Asymmetrical ZVC Half-Bridge DC-DC Converter. APEG. 1999.
  4. Mao H, Deng S., Abu-Qahoug Y. A., Batarseh I. A Modified ZVC Half-Bridge DC-DC Converter. APEG. 2004.
  5. Yang B., Xu P., Lee F. Range Winding for Wide Input Range Front End DC/DC Converter. APEG. 2001.
  1. Korotkov S., Meleshin V., Miftakhutdinov R., Fraidlin S. Soft-Switched Asymmetrical Half-Bridge DC/DC Converter: Steady-State Analysis. An Analysis of Switching Processes. Telescon. 1997.
  2. Eberle W., Han Y., Lin Y.-F., Ye S. An Ocrall Study of the Asymmetrical Half-Bridge with Unbalanced Transformer Turns under Current Mode Control. APEG. 2004.
  3. Положительное решение о выдаче патента на изобретение по заявке № 2004127696/09 (030 159). Патентообладатель — ЗАО «Связь инжиниринг».
  4. Положительное решение о выдаче патента на изобретение по заявке № 2005 103939/09 (005 186). Патентообладатель — ЗАО «Связь инжиниринг».
  5. Meleshin V., Ovchinnikov D. Improved Asym-metrical Half-Bridge Converters. PEDS 2005.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2006_03_74.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо

www.101-pokupka.ru
купить скатерть стол в интернет магазине.
101-pokupka.ru
Глушилка для телефона
Быстрая доставка! Кожаные, силиконовые чехлы для любых моделей телефонов
techyou.ru