Проблемы электромагнитной совместимости мощных импульсных преобразователей напряжения

Одним из самых популярных силовых ключей, наиболее часто используемых в современных импульсных преобразователях напряжения, является IGBT. Способность работать в условиях промышленных напряжений питания, большая плотность тока, высокие скорости переключения — вот основные преимущества IGBT, делающие эти компоненты незаменимыми в таких применениях, как импульсные источники питания, частотные преобразователи напряжения, электроприводы и т. д. Как правило, в данных схемах силовые ключи работают в режиме «жесткого переключения» при частоте коммутации до 20 кГц. Стремление к обеспечению оптимальных динамических характеристик и снижению уровня потерь переключения требует увеличения скорости коммутации по напряжению до 15 кВ/мкс и току — до 2 кА/мкс. Соответственно возрастает и уровень электромагнитных помех, вырабатываемых при коммутации, и остро встает проблема электромагнитной совместимости. В статье мы рассмотрим основной вид EMI — так называемые кондуктивные помехи, возникающие при коммутации тока.

Импульсные процессы, происходящие в мощных преобразователях напряжения, неизбежно приводят к возникновению высокочастотных шумов и помех. Частотный диапазон генерируемых шумов простирается от несущей частоты ШИМ (как правило, 10–20 кГц) до радиочастот (30 МГц). Низкочастотные помехи проникают в питающую сеть, высокочастотные составляющие создают мощные радиопомехи. Сетевые помехи обычно характеризуются дискретными гармониками на частотах примерно до 2 кГц. Гармонические составляющие с частотами выше 10 кГц называются радиопомехами, их уровень измеряется в дБ/мкВ.

В зависимости от характера и происхождения кондуктивные помехи могут быть симметричными и несимметричными, а также дифференциальными и синфазными.

На упрощенной эквивалентной схеме, приведенной на рис. 1, показаны направления распространения кондуктивных помех. Ток, вызывающий дифференциальную составляющую, протекает только по проводящим цепям. Дифференциальная помеха (dm — differential mode) возникает при коммутации этого тока силовыми ключами: IGBT и антипараллельными диодами (FWD — Free Wheel Diodes).

Рис. 1. Эквивалентная схема и спектральный анализ периодического импульсного сигнала:
a) временная диаграмма,
б) линейная частотная характеристика,
в) ЛАХ

 Высокая скорость коммутации dv/dt и наличие паразитных емкостей С, между токоведущими цепями и корпусом становятся причинами появления синфазных помех (cm — common mode). Синфазная цепь замыкается через токонесущие цепи и паразитные емкости на шину заземления (или корпус). «Приемником» данного типа помехи может быть как основной преобразователь напряжения, так и любое устройство, соединенное с ним по цепям питания.

Идеальное прямоугольное напряжение при разложении в ряд Фурье генерирует линейный дискретный спектр, огибающая которого имеет спад -20 дБ/дек. Все спектральные линии являются гармониками, кратными основной частоте (рис. 1б).

Реальный график цикла переключения c длительностью импульса t и периодом повторения Т (рис. 1а) имеет трапецеидальную форму и характеризуется конечным временем нарастания t_a и спада. Его логарифмическая амплитудная характеристика (ЛАХ) на частотах ниже f_g( f_g= 1/(πxt_a)) имеет наклон -20 дБ/дек, а на частотах выше f_gнаклон равен -40 дБ/дек (рис. 1в). Форма огибающей спектра сигнала имеет большое значение при исследовании спектральных свойств помехи.

Электрические характеристики транзисторов и диодов, используемых в мощных силовых модулях, оказывают существенное влияние на уровень излучаемых радиопомех, так же как и распределенные параметры элементов конструкции. Для анализа спектра помех, возникающих при коммутации тока, применяются эквивалентные схемы, одна из которых приведена на рис. 2. Это простейшая схема полумостового каскада в чопперном включении.

Рис. 2. Эквивалентная схема для анализа EMI, схема LISN

 Вместо импульсного источника питания в эквивалентной схеме используется так называемая цепь стабилизации импеданса сети — LISN (Line Impedance Stabilization Network). LISN представляет собой двунаправленный фильтр нижних частот, установленный между питающей сетью и измеряемым устройством и исключающий влияние внешних шумов на результаты измерений. Одновременно LISN является фильтром верхних частот, предотвращающим проникновение шумов, генерируемых устройством, в анализатор спектра. Принципиальная схема цепи также показана на рисунке, параметры LISN: 50 Ом // 50 мкГн +5 Ом. Данный узел необходим для получения корректных и воспроизводимых результатов измерений, в терминах, предусмотренных международными стандартами по электромагнитной совместимости. Схема питается от регулируемого линейного источника постоянного напряжения, это позволяет исключить воздействие помех, генерируемых выпрямителем. В качестве нагрузки используется RL-цепь, к которой обычно добавляются паразитные распределенные емкости и индуктивности.

Мы проведем анализ спектра помех для нескольких силовых модулей IGBT различного типа с номинальными значениями тока 50 А и напряжения 1200 В. Основными объектами исследования процессов, влияющих на EMI, являются:

• режимы работы силового ключа (V, I, f_sw );
• технология IGBT;
• структура силового модуля (кристаллы IGBT и диодов, топология соединений, изоляция);
• параметры цепи управления затвором;
• температура;
• условия заземления.

Результаты измерений обрабатываются с помощью специальной модели, предназначенной для оценки уровня EMI. На рис. 3а приведены кривые спектров помех, полученные для силовых модулей IGBT различных производителей (SKM50GB121D — Semikron, BSM50GB120DN2 — EUPEC, 2MBI50L-120, 2MBI50F-120 — Fuji). Измерения проводились при одинаковых условиях работы ключей (450 В, 20 А, 5 кГц),и одинаковых значениях резисторов затвора R_gon/R_goff. Все исследуемые силовые модули IGBT, изготовленные по технологиям NPT и PT, демонстрируют близкие спектры помех. Различие кривых объясняется прежде всего разницей в характере процессов обратного восстановления оппозитных диодов и их влиянии на di/dt. Таким образом, более быстрые NPT IGBT имеют сходные характеристики, а уровень генерируемых ими помех на частотах свыше 3 МГц несколько больше, чем у модулей PT IGBT.

 Уменьшение скорости переключения снижает уровни di/dt, dv/dt и, соответственно, изменяет ток и характер обратного восстановления диодов. В простейшем случае этот процесс можно исследовать, изменяя значение резисторов затвора R_gon /R_goff , непосредственно влияющих на скорость переключения силовых модулей IGBT. Результаты анализа зависимости спектрального состава излучаемых помех от величины импеданса цепи управления затвором приведены на рис. 3б.

Как показывают графики, приведенные на рис. 3, уровень излучаемых высокочастотных помех падает с ростом значения R_g . Однако увеличение импеданса цепи управления затвором неизбежно приводит к росту динамических потерь, что ограничивает возможности борьбы с EMI с помощью изменения резисторов R_g .

Спектр помех тестовой схемы в указанной рабочей точке (450 В, 20 А, 5 кГц) в диапазоне частот 10 кГц – 1 МГц определяется в первую очередь током нагрузки (током IGBT), а в диапазоне частот 1–30 МГц — током обратного восстановления диодов.

На частотах выше 200 кГц рост электромагнитного излучения дифференциальных помех обусловлен, прежде всего, влиянием паразитной индуктивности конденсаторов DC-шины на импеданс схемы. Графики, показанные на рис. 4, демонстрируют эффект применения снабберных конденсаторов C_S, устанавливаемых непосредственно на DC-терминалах модуля. Причиной снижения уровня EMI является шунтирующее действие снаббера по отношению к высокочастотному сигналу помехи. Резонанс, наблюдаемый на графике в районе 400 кГц, вызван параллельным контуром, состоящим из C_S и паразитной индуктивности шин и конденсаторов звена постоянного тока. Выше этой точки уровень излучения падает, характер кривой при наличии C_S определяется собственной индуктивностью и сопротивлением снабберного конденсатора на частотах свыше 2 МГц.

Рис. 4. Изменение спектрального состава EMI при наличии снабберного конденсатора (a), заземлении теплоотвода, использовании различных изоляционных материалов

 На рис. 4б приведены графики спектров помех, полученные при заземленном и незаземленном радиаторе. В условиях заземленного теплоотвода уровень EMI возрастает с 75 дБ/мкВ примерно до 92 дБ/мкВ в диапазоне частот 0,2–8 МГц. В данном случае речь идет о синфазных помехах, наводимых высокочастотными токами, текущими через паразитные емкости заземления C_P. Эти емкости образуются изолирующими материалами, находящимися между коллекторами IGBT (или катодами антипараллельных диодов) и теплоотводом. Величина C_P зависит от площади А, толщины d и диэлектрической проницаемости ? изолирующего материала: C_P = ?A/d.

Влияние материала изоляции на электромагнитное излучение показано на графиках (рис. 4в), параметры изолирующего слоя наиболее сильно влияют на спектр синфазных помех на частотах 0,5–8 МГц. Как показывает рисунок, их уровень изменяется в диапазоне 72–88 дБ/мкВ. Наихудшая ситуация наблюдается при использовании в качестве изолятора кремнийорганического (силиконового) каучука. Керамические материалы, такие как оксид алюминия Al₂O₃, позволяют получить лучшие результаты, однако минимальный уровень помех обеспечивается при использовании силиконового каучука с медным экранирующим слоем, соединенным с одним из выводов DC-шины.

Спектральный состав EMI практически не зависит от температуры, с ее ростом незначительно увеличивается уровень излучения, что связано с изменением характера обратного восстановления диодов.

Чтобы наметить наилучшие способы борьбы с помехами и обеспечить требуемый уровень электромагнитной совместимости (EMC — ElectroMagnetic Compatibility), необходимо проанализировать источники и пути распространения электромагнитного излучения. Основными факторами, влияющими на уровень дифференциальных помех, являются ток обратного восстановления антипараллельных диодов и наличие распределенных индуктивностей у конденсаторов и соединительных цепей, участвующих в процессе коммутации мощных токов. Паразитные компоненты схемы образуют контуры, инициирующие появление резонансных пиков (см. график на рис. 4а). Соответственно, для снижения уровня EMI требуется уменьшать токи обратного восстановления диодов и уровень паразитных индуктивностей конденсаторов звена постоянного тока.

Уровень синфазных помех в первую очередь зависит от величины паразитных емкостей заземления C_P, и для борьбы с ними следует искать пути снижения этих емкостей.

На рис. 5 показано расположение кристаллов на керамической DCB-подложке и геометрия слоев IGBT силового модуля классической конструкции. Площадь DCB-керамики под кристаллом IGBT, коммутирующим сигнал и являющимся непосредственным источником dv/dt, во многом определяет значение C_P.

Рис. 5. Расположение кристаллов на DCB-керамике, структура слоев IGBT силового модуля, эквивалентная схема

 Для исследования процессов образования и распространения синфазных и дифференциальных помех используется эквивалентная тестовая схема, вид которой представлен на рис. 6. Данная схема содержит узлы, отображающие влияние физических компонентов силового модуля и их паразитных составляющих на возникновение EMI.

Рис. 6. Тестовая схема моделирования

Рис. 7 иллюстрирует результаты исследования спектров помех, полученные при моделировании различных ситуаций:

• 7а: расчетный полный спектр EMI (cm, dm) стандартного силового модуля (1), промоделированный спектр модуля улучшенной конструкции (2). Условия испытаний: V_CE = 450 В, I_C = 20 A, f = 5 кГц, заземленный радиатор;
• 7б: спектр EMI (cm) стандартного силового модуля (1), стандартного модуля без учета тока обратного восстановления I_RM (например, в режиме «плавной коммутации» — 2), улучшенного модуля с применением снабберно-го конденсатора C_S (3),
• 7в: спектр EMI (dm) стандартного силового модуля (1), стандартного модуля с уменьшенной паразитной емкостью «чип–радиатор» (емкость снижена со 130 до 60 пФ за счет оптимизации площади контакта DCB и кристалла — 2), расчетный спектр улучшенного модуля с низкоиндуктивным проводящим экраном между кристаллом и радиатором (экран подключен к DC-шине — 3 и 4). График 3 получен с учетом влияния паразитных параметров нагрузки и цепи управления затвором, 4 — без учета этих параметров.

Как показывают кривые, наилучший результат достигается при использовании экранирующего слоя, экран снижает уровень синфазных помех, генерируемых силовым модулем почти на 30 дБ. Однако такой способ борьбы с EMI на практике почти не применяется, поскольку двойной слой изоляции увеличивает тепловое сопротивление. Результаты моделирования тестовой схемы должны быть подтверждены соответствующими измерениями и экспериментальными исследованиями. Измерения проводились на модифицированном силовом модуле IGBT с интегрированными дополнительными конденсаторами и экранирующим слоем, соединенным с DC-терминалом. На рис. 8 показаны результаты измерений спектров помех, выполненных на стандартном и модифицированном силовом модуле IGBT BSM50GB120DN2 (EUPEC).

Рис. 8. Результаты измерений спектров помех силовых модулей стандартной и улучшенной конструкции

 Как показывают графики, уровень EMI, генерируемый модулем улучшенной конструкции, на 15–25 дБ ниже, чем у стандартного силового ключа. Несколько образцов модифицированных силовых модулей были испытаны в составе резонансного преобразователя в режиме ZVC (Zero Voltage Commutation — режим переключения при нулевом напряжении). Отсутствие влияния токов обратного восстановления и меньший уровень dv/dt, свойственные данным применениям, приводят к значительному снижению излучения помех, что видно из рис. 8б. Дополнительного улучшения спектрального состава удается достичь при использовании снабберных конденсаторов. При разработке топологии силовых модулей компания Semikron уделяет очень большое внимание проблемам обеспечения электромагнитной совместимости. Для анализа процесса генерации и распространения помех специалисты фирмы используют эквивалентную схему, приведенную на рис. 9, ключи S₁ и S₂ на которой имитируют работу транзисторов полумостового каскада. В режиме «жесткого переключения» при работе на индуктивную нагрузку, когда значения L_K (индуктивность шин питания) и С_K (эквивалентные коммутационные емкости) — минимальны, ток полумоста коммутируется со скоростью di/dt, определяемой характеристиками силовых транзисторов. При открывании одного из ключей происходит обратное восстановление оппозитного диода, который до того был в состоянии проводимости. В этот момент кроме тока нагрузки через транзистор течет ток обратного восстановления i_RR, скорость изменения которого di_RR/dt зависит от характеристик диода, тока нагрузки I_L, коммутируемого напряжения и эквивалентной емкости C_K. Ее значение определяется всеми емкостями, имеющими связь с корпусом (шиной заземления).

Рис. 9. Эквивалентная схема для анализа шумовых характеристик

 Процесс переключения транзистора S₁ вызывает появление симметричного (дифференциального) тока i_dm в параллельном ему контуре питания (сеть 1 на рис. 9). При завершении коммутационного цикла процесс обратного восстановления диода ключа S₂ вызывает появление перенапряжения dv/dt на индуктивности шины. Уровень перенапряжения определяется скоростью обратного восстановления di_RR/dt и индуктивностью шины L_K. Результирующий синфазный ток i_cm асимметрично протекает через шину заземления и цепи, параллельные коммутационным емкостям C_K.

Использование режима «мягкого включения» или ZСS (Zero Current Switch — коммутация при нулевом токе) при увеличении индуктивностей L_K позволяет снизить значение di/dt и, следовательно, уровень помех, вызываемых дифференциальными токами. В то же время при увеличении индуктивности будут возрастать перенапряжения, асимметричные токи и вызываемые ими синфазные помехи.

Закрывание ключа S₂ приводит к появлению «емкостного» переходного процесса. В режиме «жесткого переключения» ток синфазной помехи определяется параметрами ключа S₁ и им-педансами цепей, связанных с земляной шиной и параллельных коммутационным емкостям C_K. Характер переходного процесса и, соответственно, уровень шумовых токов в данном случае зависят от параметров выключения транзистора S₁ и включения транзистора S₂.

Для обеспечения режима «мягкого выключения», или ZVS (Zero Voltage Switch — коммутация при нулевом напряжении), необходимо увеличить значение C_K. Замедленный процесс нарастания напряжения dv/dt уменьшает асимметричный ток в процессе коммутации напряжения. Снижение синфазного тока помехи в режиме ZVS происходит без заметного изменения дифференциального тока. Тем не менее увеличение C_K приведет к уменьшению симметричного тока в контуре питания (сеть 1 на рис. 9) пропорционально соотношению емкостей, образующих делитель тока. Следовательно, инвертор, работающий в режиме «мягкого переключения» с контролем фазового сдвига при включении или выключении, имеет низкий уровень дифференциальных или синфазных помех в зависимости от того, какой режим используется (коммутация при нулевом напряжении ZCS или нулевом токе ZCS).

Измерение уровней радиопомех, излучаемых преобразователем напряжения в сеть, производится на сетевых клеммах относительно шины общего провода (шины заземления). Для анализа спектра токов помех Semikron использует более сложную эквивалентную схему, приведенную на рис. 10.

Рис. 10. Эквивалентная EMI-схема понижающего DC-DC преобразователя напряжения

 На данной схеме (структурно это понижающий DC-DC преобразователь напряжения) контур импульсного источника питания представлен в виде схемы LISN, а контур нагрузки заменен эквивалентной схемой «Нагрузка». Паразитные параметры силового модуля имитируются эквивалентной RLC-схемой «Модуль». Источники помех заданы генератором импульсного тока I_S для дифференциальных токов помех и источником импульсного напряжения V_S для синфазных токов помех. Схема V_S содержит полумостовой каскад IGBT и генератор импульсов. Параметры эквивалентных RLC-цепей подобраны таким образом, чтобы отобразить частотные свойства компонентов схемы.

Для анализа процесса образования асимметричных помех были разработаны специальные SPICE-модели силовых ключей и антипараллельных диодов, особое внимание в которых уделено корректному отображению временных характеристик тока коллектора и напряжения «коллектор–эмиттер». Данные модели максимально достоверно имитируют процессы включения и выключения транзисторов с учетом процесса обратного восстановления оппозитного диода и токового «хвоста» IGBT транзистора.

Результаты, полученные при моделировании эквивалентной схемы, показывают практически полное совпадение с результатами измерений, проведенных на реальных устройствах.

На рис. 11 показан спектр сигнала помехи, полученный при моделировании схемы, приведенной на рис. 10. Моделирование производилось при стандартных значениях рабочих режимов: напряжение питания 450 В, выходной ток 20 А, частота коммутации 5 кГц. При анализе использовались математические модели кристаллов NPT IGBT, применяемых в полумостовом модуле SKM75GB124.

Рис. 11. Спектральный состав сигналов радиопомех VRI, полученный при моделировании. (+VZ, и –VZ — напряжение на выводах импульсного источника питания относительно шины заземления)

 Эквивалентная схема, позволяющая анализировать пути возникновения и распространения сигналов помехи, позволяет оптимизировать конструкцию силового модуля с точки зрения снижения EMI. Задача оптимизации состоит в повышении импеданса контуров, в которых наводятся токи помех, или создании коротко-замкнутых цепей для токов помехи с помощью селективных подавляющих фильтров.

Дифференциальные токи помех замыкаются через емкости импульсного источника питания и коммутационные емкости. Идеальные емкости, подключенные к транзисторам S1 и S2, могли бы создать требуемые короткозамкнутые контуры для токов помех. Синфазные токи помех проходят через шину заземления и паразитные емкости заземления. Соответственно, для подавления данного типа помех необходимо создать высокий импеданс во всех коммутируемых цепях, имеющих значительные перепады напряжения относительно корпуса. На схеме, приведенной на рис. 9, подавление помех может быть осуществлено путем снижения паразитных емкостей, связывающих силовой модуль с базовой платой и радиатором.

Один из путей уменьшения паразитных емкостей — гальваническая изоляция питания схемы управления затворами. Если драйверы не связаны по питанию с нулевой шиной, то в силовом модуле не возникают дополнительные токи смещения, генерирующие синфазные помехи. Излучение, вызванное токами, проходящими через паразитные емкости заземления, может быть снижено за счет применения специальных изолирующих и экранирующих материалов.

На рис. 12 представлены эпюры спектров помех, измеренные для стандартного силового модуля IGBT и силового модуля Semikron, имеющего оптимизированную топологию. Эпюры показывают, что на некоторых частотах уровень EMI модуля улучшенной конструкции снижен более чем на 20 дБ.

Рис. 12. Спектр помех стандартного и оптимизированного силового модуля IGBT

Заключение

Обеспечение электромагнитной совместимости мощных импульсных преобразователей напряжения является одной из самых сложных проблем, которые вынуждены решать производители силовых модулей и разработчики систем. Многочисленные исследования, проводимые в данном направлении, показывают, что уровень EMI и состав спектра помех во многом зависят от структуры и топологии электрических связей силовых ключей. Именно поэтому оптимизация конструкции силовых модулей с точки зрения снижения паразитных распределенных характеристик столь важна для снижения уровня помех, особенно их синфазных составляющих. При разработке интеллектуальных силовых модулей SKiiP, миниатюрных силовых ключей MiniSKiiP, силовых модулей IGBT новейшего поколения SEMiX, производимых компанией Semikron, таким проблемам уделялось особое внимание.

Важное влияние на спектральный состав оказывают также технологии производства силовых кристаллов. Например, дифференциальные помехи вызываются токами обратного восстановления антипараллельных диодов. Диоды, производимые Semikron по технологии CAL (Controlled Axial Lifetime), отличаются чрезвычайно плавным характером обратного восстановления, по этому параметру они считаются лучшими в своем классе [5]. Соответственно, силовые модули IGBT, в составе которых используются CAL-диоды, характеризуются пониженным уровнем излучения электромагнитных помех.

Стандартным способом подавления радиопомех является использование сетевых фильтров, включаемых в линиях питания импульсных преобразователей напряжения. Требования по уровню излучаемых в сеть помех, так же как и требования по стойкости к воздействию помех, изложены в стандартах, приведенных в таблицах 1 и 2. Применение подобных фильтров заметно увеличивает стоимость и габариты устройства. Представляется более логичным максимально снизить уровень помех при проектировании силового модуля. Именно такой подход используется при разработке силовых модулей Semikron.

 Вместе с развитием импулсных преобразователей напряжения я совершенствуются методики измерения уровней шумов и помех. Одновременно разрабатываются стандарты, обусловливающие предельно допустимые уровни воздействия на питающие сети и радиосвязь. В России такие требования изложены в стандарте ГОСТ Р51318.14.1-99 «Электромагнитная совместимость технических средств. Радиопомехи индустриальные от бытовых приборов, электрических инструментов и аналогичных устройств. Нормы и методы испытаний». В данном документе оговорены допустимые уровни напряжения помех, излучаемых электронным устройством в сеть на различных частотах. Однако, несмотря на все попытки стандартизации, требования остаются достаточно противоречивыми, так же как и методики их проверки. Основная причина противоречий — неоднозначность определения механизмов возникновения шумов.